轨道电路对分相区暂态牵引电流干扰的抑制方法

杨世武，陈炳均，陈海康，崔 勇，唐乾坤

（1.北京交通大学电子信息工程学院，北京 100044；2.中国铁道科学研究院标准计量研究所，北京 100081；3.中铁二院工程集团有限责任公司，四川 成都 610031）

高速或普速电气化铁路中，由于机车负载的非线性，牵引电流成分中除了电网基波频率外，还存在一系列电网基波频率整数倍分量，即谐波电流.不同机车类型、机车工作状态的变化以及在电气化铁路的一些特殊区段，谐波比例和电流幅度也随之变化.特别地，当机车经过包含分相区的区段时，电力机车断路器断开和闭合（或受电弓升降弓）过程会产生暂态电流（即机车励磁涌流），包含有大量直流和谐波成分，是干扰地面信号设备的重要来源[1].分相区冲击电流可能导致地面轨道电路扼流变压器磁饱和接收器电压波动，进而对设备造成干扰，严重时会使信号故障甚至设备重启.同时，车载机车信号所读取的地面信息中，也会由于混入工频谐波电流直接影响到对地面信号的解码，可能造成列车的紧急制动[2-4].

在谐波干扰标准和文献方面，欧洲铁路基于机车与地面设备的兼容性，制定了CLC/TS50238-2标准[5]；我国关注地面信号设备的抗扰度性能，2003年，铁道部制定TB/T3073对铁路信号设备（轨道电路）的谐波抗扰度给出了限值要求[6]；随着高速和重载铁路的迅速发展，机车（包括动车组）类型更加多样化，2016和2017年，中铁总分别对轨道电路和机车信号防护牵引电流干扰标准项目立项研究.在信号设备防护研究方面，Župan等[7]根据 IEC 61000-3-6对电力机车在铁路供电系统中产生的谐波电流进行了评估；Faten等[8]通过对突尼斯某地区的铁路供电系统建模研究谐波电磁干扰问题，从机车的角度给出了防护措施；Jiao等[9]在2015年提出了一种车载谐波电流测量与管理系统，在测量谐波电流的同时能够评估谐波电流对轨道电路造成的影响，进而从电磁兼容的角度提出了防护措施；王梓丞等[10]采用FDTD接口方法，分析了列车驶入/出清的瞬间接收端信号存在暂态突变的问题.作者提出了通过谐波实验分析各次谐波比例的方法，研究信号设备的谐波限值[1].许童羽等[11-13]提出了利用FFT（fast Fourier transformation）分析电网谐波干扰的方法，研究采用了基于汉宁窗的高精度FFT谐波分析方法来提高分析精度；毛广智和解学书[14]通过对无绝缘轨道电路系统的分析，建立了无绝缘轨道电路主要设备的数学模型，以分析轨道电路谐波干扰.需要指出，轨道电路系统设计时已通过带通滤波器以及频谱处理等方式对谐波干扰进行防护；但对于优化轨道电路参数调整策略，通过提高信号干扰比（signal-to-interference ratio，SIR）来抑制谐波干扰方面，国内外还没有相关文献[15-18].

1 分相区牵引电流干扰特性分析

1.1 谐波分析方法

为掌握暂态牵引电流干扰特性和机理，首先应对电流成分进行准确分析.分相区谐波电流为脉冲式的非周期信号，由于对采样数据的时域截断相当于在频域与窗函数频谱进行周期卷积，会形成频谱泄漏，因此，宜采用加窗FFT的分析方法，减小频谱分析误差.标准CLC/TS50238-2[5]中规定：电力机车牵引电流谐波测量中应采用汉宁窗来进行测量.其中汉宁窗函数为

式中：m为从 0 取到M- 1 的自然数，M= 1，2，···.

对于暂态电流的谐波处理方法，可参照上述50238标准要求进行，根据标准要求设计的加窗FFT处理谐波数据流程图如图1所示.

图 1 加窗FFT处理谐波数据流程Fig.1 Flowchart of harmonic data processing by utilizing windowed FFT

通过数据处理，可获得分相区不同位置时的谐波成分，进而确定谐波分布比例和特性、谐波电流是否超出规定限值，并为抑制措施提供参考依据.

1.2 分相区暂态干扰案例分析

谐波电流对轨道电路形成干扰大小由如下3 个要素决定：（1）牵引电流中谐波比例；（2）轨道区段不平衡度；（3）轨道电路对谐波频率的视入阻抗.

选取某重载线分相区相邻区段测试数据作为典型案例（如图2所示），对谐波电流进行分析.该制式为基于FSK（频移键控，简称移频）调制方式的UM系列轨道电路，载频为1 700 Hz，发送电平79.2 V（等级5）.在列车通过该轨道区段时，室内监测设备显示低频（即调制信号）乱码，且接收器多次出现红光带现象.现场采集记录钢轨电流波形，过分相整体波形和暂态波形分别如图 2（a）、2（b）所示.可见，在通过分相区后机车真空断路器（vacuum circuit breaker，VCB）合闸瞬间产生持续时间为2 s左右的暂态电流，该波形脉冲曲线形式为尖顶波，最高幅度可以达到稳态电流的8～10倍，波形符合机车变压器暂态电流特征.

图 2 列车过分相区钢轨电流波形与轨面电压频谱Fig.2 Waveform of rail current and spectrum of rail surface voltage when a train passes neutral zone

分相区暂态电流是一个周期性非正弦波形，采用前述谐波特性分析方法，对暂态过程钢轨1 （距离现场采集设备近的钢轨）电流数据做频谱分析，汇总其谐波分布比例，仅列出31～40次谐波幅值大小，结果如表1所示.

表1数据表明，在轨道电路信号频带内，牵引电流35次谐波即1 750 Hz含量最高，其幅值为295 mA，占总电流比例0.61%.进一步分析谐波1 750 Hz时特性，由暂态过程钢轨1和钢轨2（距离现场采集设备远的钢轨）电流可求得总电流和轨道电路不平衡度，再由轨面电压数据，易得1 750 Hz时轨道电路视入阻抗，数据见表2.

表 1 暂态谐波电流及比例Tab.1 Transient harmonic current and its proportion

表 2 谐波1 750 Hz时测试数据Tab.2 Filed test data in the case of 1 750 Hz harmonic

从表2可看出：（1）注意到欧标50238规定带内各次谐波电流应不大于0.300 A；TB/T 3073谐波1 750 Hz限值为0.249 A，显然，谐波总电流数据明显超出上述限值规定.（2）轨道电路在1 750 Hz时存在较大不平衡度（约为 10%）.（3）由于 1 750 Hz谐波非常接近轨道电路工作载频1 700 Hz，故二者视入阻抗也较为接近.

最后，将暂态电流前后的轨面电压典型数据进行对比验证，其频谱分别如图2（c）、（d）所示.

由图2可得暂态电流前后轨面电压中1 750 Hz频谱分量数据.其中暂态前轨面电压为8.3 mV（占11.3%），暂态过程中升为94.9 mV（占23.6%）.

该数据表明，在正常分路时，已存在一定的1 750 Hz谐波干扰电压；而在暂态电流时刻，1 750 Hz及邻近1 650 Hz等谐波大幅上升，且谐波干扰已显著超过移频信号幅值.显然，机车过分相区引发的暂态电流，导致1 750 Hz谐波干扰更趋严重.

上述分析可知，若谐波干扰影响轨道电路的3个要素均具备，那么分相区轨道电路出现错误动作有其必然性.鉴于通过改进分相区设置及机车工作特性减小谐波电流较为困难，一方面，需降低轨道电路传输通道的不平衡度；另一方面，应通过优化轨道电路设计提高抗谐波干扰性能，下面重点讨论.

2 带内谐波干扰抑制方法

改善轨道电路防护谐波干扰性能的本质是提高SIR，因此，将SIR作为衡量轨道电路抑制谐波干扰效果的指标.轨道电路结构及抑制谐波干扰方案如图3所示.N1～N15表示1 200 m轨道区段分为15个80 m小区段（包括补偿电容）对应等效四端网，N1～N15随着机车轮对位置变化而改变；NC、NP分别表示的是10 km模拟电缆和匹配变压器的等效四端网，NS为可调衰耗器的等效四端网.

图 3 轨道电路抑制谐波干扰示意Fig.3 Sketch of suppressing harmonic interference to track circuit

2.1 基于FPGA的FIR数字滤波器方案

滤波是抑制传导性干扰的基本技术.其目的是在保留有用信号的基础上滤除干扰.即在图3中衰耗器与接收器之间插入一个具有特定频率选择性的滤波器.

2.1.1 滤波器设计指标和仿真方案

不失一般性，以载频1 700 Hz为例，其调制信号最高频率为29 Hz.由1 750 Hz频谱分量数据，滤波器对谐波干扰的插入损耗应 ≥ 20 dB；同时，信号频带 1 700 ± 29 Hz（即 1 729 和 1 671 Hz）相对增益（相对于插入损耗）应 ≥ 18 dB.

考虑到谐波1 750 Hz与移频信号频带非常接近，采用模拟滤波器实现非常困难，而数字滤波器更加适合.有限长脉冲响应（finite impulse response，FIR）数字滤波器不仅有良好的线性相频特性，且具有稳定特性，在铁路等行业广泛应用[19-20].因信号频率与干扰频率十分接近，要求滤波器有足够陡峭的过渡带，低阶FIR数字滤波器将达不到需求，而高阶FIR数字滤波器将导致数字信号处理过程（digital signal processing，DSP）较长的处理时间.综合考虑软件开销、资源投入后，采用基于FPGA （fieldprogrammable gate array）的FIR数字滤波器进行仿真，有成熟的算法和实现方式.

2.1.2 仿真结果及简要分析

首先利用MATLAB中FDA （filter design & analysis）Tool生成滤波器所需参数.根据设计指标，带通滤波器选择凯泽窗函数设计FIR滤波器，主要参数为：设定衰减指标20 dB （主瓣与第一旁瓣比值）；根据采样定理，采样频率应不小于2 × 1 750 Hz，故确定为5 000 Hz；考虑信号带宽1 671～1 729 Hz，故截止频率确定为1 665 Hz和1 735 Hz；计算可得滤波器阶数为256阶.可见，由于信号频带与谐波干扰非常接近，滤波器过渡带非常陡峭，必须以较高阶数作为代价，才能满足设计指标.

下一步，根据FIR数字滤波器设计原理进行仿真，然后对输入信号和输出结果分别做FFT，获得二者频谱，最后对比滤波结果.可得输入和输出频谱分别如图4所示.

数字滤波器对信号和谐波干扰的滤波效果对比如表3所示.结果表明，尽管256阶FIR滤波器基本达到预期效果，但在信号频率1 671 Hz处衰减偏大.为取得更高的SIR，必须设计更高的阶数，或者改进窗函数来完成设计.

进一步考虑方案在实际轨道电路工程应用的可行性，存在两个不利因素：（1）增加滤波器或修改接收器软件，将改变轨道电路软硬件结构，从而对可靠性和安全性带来潜在影响.（2）若采用高阶数字滤波器，其处理延时将增加轨道电路系统的响应时间.

图 4 输入信号与输出信号频谱Fig.4 Spectra of input and output signals

表 3 数字滤波器衰减特性Tab.3 Attenuation characteristics of digital filter

2.2 轨道电路发送器和衰耗器协同优化方案

传统的轨道电路调整表主要基于轨道电路一次调整的要求进行计算，未考虑信号干扰比因素.在1.2节所述典型案例中，注意到谐波干扰源自牵引电流，属于电流源[21].在保证轨道电路移频信号处于正常范围的前提下，通过优化发送器功率输出（可调电平为33～176 V）与衰耗器（匝数比为116∶（1～146））衰耗系数，可提高接收器SIR.

2.2.1 轨道电路协同优化模型

轨道电路从发送器到接收器可以等效为多个四端口网络的级联形式，利用此模型可以精确分析在不同发送电平、衰耗参数及轨道电路一次参数的条件下，轨道电路接收器电压大小.四端网对应的传输矩阵均为2 × 2矩阵.以四端网N1举例，根据传输线理论，四端网N1输入/输出端口的电流/电压可写成式（2）的形式.

式中：U和I分别为输入端电压和电流；Uout和Iout分别为输出端电压和电流；N1ij为四端网N1对应的传输矩阵N（x）第i行第j列对应元素，其中，i= 1，2，j= 1，2，x为分路轮对在轨道上的位置，机车位置的改变引起传输矩阵不断变化.

谐波干扰是由于牵引电流由接触网经电力机车轮对泄放至轨道中，进而由轨道流回到变电所，简化为干扰电流由机车轮对向轨道两侧进行传输.图3简化后的轨道电路等效模型如图5（a）所示.

图5（a）中：VS为发送器输出电平；F为从轨道电路发送端电缆到机车分路轮对前方钢轨所组成的四端网，其对应的传输矩阵为F（x）；Rf为机车轮对的等效分路电阻；IR为机车信号接收线圈线圈下方钢轨信号电流；TZ为等效分路点经调谐单元到接收端衰耗器前方的等效四端网，其对应传输矩阵为TZ（x）；等效四端网 NS对应的可调匝数为N（1～146）；ZR为接收器阻抗；虚线框内为发送器经轨道电路至接收器级联而成的四端网，其对应的传输矩阵为T（x）；定义ZRZ（x）为分路轮对到接收端的视入阻抗.

轨道电路接收器电压VT和发送器后视入阻抗Zin分别为

机车在轨道运行时前方机车信号接收电流为

根据铁路信号维护规则[22]，机车信号接收电流与机车信号电压符合式（6）的定量关系：

轨道电路中存在的谐波干扰电流等效模型如图 5（b）所示.图 5（b）中：IF表示为干扰谐波电流源；Rf为分路电阻；ZZ表示分路轮对至接收端衰耗器前方的等效四端网，对应的传输矩阵为ZZ（x）；ZR为接收器等效电阻.

图 5 轨道电路受扰模型Fig.5 Model of track circuit with interference

谐波干扰取最不利条件，即干扰谐波电流IF最大，传输阻抗最小（即机车分路轮对处于接收端位置时），此时有：

联立式（7），并令I2= 0，根据戴维南等效电路可求得谐波干扰电流对轨道电路接收器影响电压：

进而可得分路状态条件下轨道电路受到谐波电流干扰下接收器叠加电压为

而调整状态时，即轨道区段无机车分路轮对，将发送器至接收器等效四端网为Tt，对应的传输矩阵为Tt（x），调整状态时发送器后视入阻抗为Ztin，此时接收器电压为

2.2.2 轨道电路协同优化流程

UM系列轨道电路正常工作时需要满足3个条件[22]：（1）在调整状态下，轨道电路接收器电压（即轨出电压）≥ 240 mV，轨道电路应可靠工作；（2）在轨道电路最不利条件下，使用标准分路电阻0.15 Ω在轨道区段的任意点分路时，接收器接收电压（轨出电压）应 ≤ 140 mV，轨道电路应可靠不工作；（3）在最不利分路条件下，轨道电路任意处轨面机车信号短路电流应在载频 1 700、2 000、2 300 Hz时 ≥ 0.500 A，2 600 Hz时 ≥ 0.450 A.此3个条件构成待优化参数的约束条件，如式（10）所示.

优化方案目标为寻找出同时符合上述约束条件的发送电平VS和衰耗器可调匝数N的最优组合.

最优组合判据是：在保证轨道电路可靠工作前提下，调整状态接收器电压与经过衰耗器后在接收器上产生干扰电压所决定的SIR最大值.首先，应注意到干扰类型既可能是本区段处于分路状态下，也可能是邻区段干扰到本区段调整（空闲）状态，考虑到最不利情况，故仿真过程中采用故障注入的方式将干扰以轨面谐波的方式直接加在接收器端；第二，式（10）中，3种约束条件并非完全独立，受干扰的轨道电路所处状态可能是调整状态也可能是分路状态，且不同的线路参数也会影响最终结果.因此，优化步骤设计如下所示.

步骤1确定当前受干扰状态是分路状态或调整状态.

步骤2在当前状态条件下，经过3次判断，找出符合所有约束条件的参数组合.

步骤3针对另一种受干扰状态，重复步骤1与步骤2.

步骤4将符合两种受干扰状态的参数组合交集取出，筛选最优参数组合.

具体步骤流程见图6.由于受干扰区段不可能同时处于分路状态和调整状态，因此进行约束条件判断时流程图采用顺序结构，且实验结果表明约束条件3次判断顺序对最终实验结果无任何影响.

2.2.3 轨道电路协同优化模型仿真结果

图 6 优化方法流程Fig.6 Flowchart of optimization method

以1.2节所述重载区段案例为例，干扰频率选为1 750 Hz，轨面谐波干扰电压取为95 mV，仿真采用以下参数[23]：载频信号1 700 Hz，轨道电路长度1 200 m，钢轨电阻1.70 Ω/km，钢轨电感1 413 μH/km，补偿电容46 μF，补偿间距为80 m，模拟电缆长度为10 km，道砟电阻率取5 Ω·km.MATLAB仿真结果如图7所示.

图 7 优化后可取参数SIR示意Fig.7 SIR using optimized parameters

由图7（a）可见，在调整状态下，当发送电平81 V，衰耗器116∶43时，SIR最小值为13.84 dB.当发送电平 176 V，衰耗器 116∶44时，SIR为 19.58 dB；即不同参数组合的SIR存在6 dB差异.图7（b）为图7（a）的俯视图，带颜色区域即为可取参数组合范围.

该故障区段调整表发送电平可选等级如表4所示.

表 4 某故障区段发送器电平等级表Tab.4 Transmission voltage levels used in a fault section

结合图7与表4结果，在干扰电压不变的前提下，表4中电平等级5未能满足式（10）约束条件，将导致轨道电路不能可靠工作.因此后文中所选电平等级为1～4级，具体衰耗参数范围及相应SIR如表5所示.可见，电平等级1～4满足条件，但对应的SIR值相差近3 dB.

2.2.4 各状态下优化组合指标及效果

分别取电平等级为1和4、相应衰耗参数最大或最小时的4组数据，考察不同的优化组合对轨道电路调整、分路（含机车信号）状态的具体影响，并与电平等级为5的数据进行对比.其中，优化后分路状态接收器信号残压取最不利值，并记录对应的机车信号接收电压及机车信号电流.具体数据如表6所示.

由图7以及表6可看出，在满足约束条件的情况下，不同的发送电平与衰耗参数组合最多将给调整状态SIR带来6 dB的显著差异.

根据仿真结果，对上述重载故障区段发送和接收配置进行优化调整，“闪红”故障完全消除，已稳定应用超过1年.

表 5 不同电平等级对应衰耗参数Tab.5 Attenuation values for different voltage levels

表 6 不同电平等级下优化组合仿真数据Tab.6 Simulation data of optimization strategy under different voltage levels

3 结 论

首先通过对分相区牵引电流暂态电流的采集数据分析，说明了其谐波成分在具备一定条件下将对轨道电路足以形成干扰.然后以载频1 700 Hz和谐波1 750 Hz为例，从直接抑制谐波干扰的角度，简要讨论了“基于FPGA的FIR数字滤波器方案”，指出由于信号频带与谐波干扰非常接近，必须以较高阶数作为代价；同时，除处理延时外，增加滤波器将影响轨道电路可靠性和安全性，因此难以应用于工程实践.

基于谐波干扰的电流源特征，重点提出并阐述了“轨道电路发送器和衰耗器的协同优化方案”.对轨道电路自身的可调参数进行优化，即通过合理配置发送器的发送电压和衰耗器衰耗级数来实现，二者的协同优化应同时满足轨道电路调整、分路和机车信号状态的约束条件，实现对谐波干扰的抑制效果，具有以下优点：（1）基于对轨道电路的结构参数优化，不需改变原有系统硬件和软件.（2）协同优化方案不存在数字滤波方案的延时问题.（3）在保证对接收器电压符合“维规”要求的情况下，明显提高调整状态的信干比.（4）在对干扰谐波电压进行衰减的同时，保证信号电压基本无衰减.目前，该方案已成功应用于铁路现场故障区段，对于轨道电路调整和谐波干扰防护显示了应用价值.

致谢：感谢朔黄铁路发展有限公司王玉麟工程师对本文所做的贡献.