基于锁相环载波数字可调的调频收发系统
2019-11-18郭裕丰王文虎李建奇
郭裕丰，王文虎，李建奇
(湖南文理学院 计算机与电气工程学院，湖南 常德 415000)
0 引言
锁相环具有频率合成、调制解调以及载波同步与跟踪等特性，在雷达通信、电力电子及航空目标捕捉和遥感等领域有广泛的应用[1-3]。锁相环用于信号调制时，分为模拟锁相环、数模混合锁相环和全数字锁相环。模拟锁相环和传统数模混合锁相环都存在着受温度影响、零点漂移、器件饱和以及易受噪声干扰等问题[4-6]；全数字锁相环一般采用现场可编程器件，又存在着成本较高，功耗较大等现实问题[7-9]。因此，提出了一种新型FM收发系统，调制部分借助偏置数字调节单元，控制VCO输出信号的中心频率，得到载波频率数字可调的已调信号；解调部分，基于模拟锁相环进行解调。相比传统方案提高了抗干扰能力和稳定性、且功耗低。
1 锁相环中心频率数字可调系统的结构与原理
1.1 锁相环原理
锁相环结构框图如图1所示，由鉴相器(PD)、环路滤波器(LPF)、压控振荡器(VCO)和分频器(DIV)构成[10-12]。其中，鉴相器检测输入信号uref与反馈信号udiv两信号的相位差，并将相位差以直流信号形式输出，即ud。
图1 锁相环结构框图
设：
uref(t)=Arefsin[ωrt+φr(t)]，
(1)
udiv(t)=Aoutcos[ωdt+φd(t)]，ωd=
ωo/N，φd(t)=φo(t)/N。
(2)
一般情况下，ωr不一定等于ωd(锁定后相等)，故将信号uref变形。
uref(t)=Arefsin[ωdt+(ωr-ωd)t+φr(t)]，
即
uref(t)=Arefsin[ωdt+φ1(t)]，
(3)
式中，φ1(t)=(ωr-ωd)t+φr(t)=Δωdt+φr(t)。
通过鉴相器内的乘法器，得到两信号的乘积(相乘系数设为1)：
ud(t)=uref(t)udiv(t)=
sin[φ1(t)-φd(t)]}。
(4)
由式(4)可知，信号ud含大量高频成分，故经过环路滤波器(低通滤波器)滤除高频分量，得到稳定的信号uc。
(5)
环路滤波器除滤除高频分量外，也提高了锁相回路的稳定性。当锁相回路收到噪声干扰时，可迅速重新锁定。信号uc接入压控振荡器，控制VCO产生振荡信号uout。压控振荡器的振荡频率，受电压信号uc控制。在一定范围内，ωo与uc呈线性关系。线性范围内，压控特性如下：
ωo(t)=ωo0+Acuc(t)。
(6)
ωo0为压控振荡器输入电压为零时，输出振荡信号的角频率。Ac线性常系数，即压控灵敏度。
而对鉴相器起作用的是信号uout的瞬时相位，瞬时相位φo(t)与uc(t)为积分关系[8]。
(7)
信号uout频率一般大于信号uref，故需经过分频后馈送给鉴相器，分频器的分频系数可配置[13]。分频后的信号udiv与输入信号uref频率一致(锁定后)且存在相位差φ1(t)-φd(t)，并一同传入鉴相器，形成锁相回路[10-11]。
1.2 中心频率数字可调的FM调制原理
中心频率数字可调的FM调制原理框图如图2所示，由偏置调节单元(Adjustment Bias，AB)、微处理器单元(MCU)和压控振荡器(VCO)构成。Sin信号为调制信号，由偏置调节单元调节偏置后得到信号Vo。偏置大小由微处理器ADC输出信号Vad决定，偏置后的信号Vo控制VCO，得到已调信号Vout，其中心频率由偏置大小决定。已调信号在中心频率周围内随调制信号变化而变化，频率变化范围在频偏之内[14-16]。
图2 中心频率数字可调的FM调制原理框图
设：
Sin=Asin[ωt+φ]，
则：
Vo=Asin[ωt+φ]+Vad。
(8)
Vo信号由偏置调节单元得到，不存在温度漂移，降低了噪声干扰，提高了调制的稳定性，且VCO的振荡中心频率数字可调，灵活性更高。相比传统锁相环调频，除去了鉴相器、环路滤波器的使用，偏置信号Vad替换了锁相环路中反应相位差的直流信号(已滤除高频分量)，从而取代了锁相环路的作用。
1.3 锁相环FM解调原理
如图3，锁相环FM解调原理框图由鉴相器、环路滤波器和压控振荡器形成锁相环路构成。
图3 锁相环FM解调结构框图
已调信号uadj由鉴相器输入，与馈送回来的压控振荡器输出信号uvco存在相位差，从而得到鉴相器输出的信号ud，经环路滤波器滤除高频成分干扰后，得到信号up，即解调信号udem。同时输入给压控振荡器产生同频信号uvco，形成解调锁相回路[17-18]。当回路锁定正常工作后，电路进入跟踪状态，锁相环无失真输出解调信号[4]。根据所述原理，利用Matlab对FM调制解调进行仿真，波形结果如图4所示。
图4 FM调制解调Matlab仿真
2 硬件电路
2.1 FM调制电路
调制电路主要由偏置调节电路和锁相环电路构成，微处理器单元提供数字调节功能。选用低噪声、低功耗的运放做偏置调节电路。调制信号(需传输的信号，如音频信号等)与偏置调节电压一同接入偏置调节电路，偏置调节电压由微处理器的ADC提供。电路需接去耦电容，以减小噪声干扰，提高电路稳定性。
图5 CD74HC7046锁相环结构电路
调制偏置后的调制信号接入压控振荡器的输入端，从而得到已调信号。采用锁相环CD74HC7046片内压控振荡器，其内部结构电路图如图5所示。该锁相环具有出色的VCO频率线性度、高抗噪性且功耗低，最大中心频率高于50 MHz。利用偏置调节电路的输出信号控制VCO的振荡信号，故只使用了锁相环的VCO部分，锁相环路其他部分并未使用。其中，C1和R1共同决定VCO的振荡中心频率fo(12脚本该接R2，与R1、C1共同决定中心频率和频偏大小，此处选择R2取无穷大，故未接)。接入已调偏置的信号Sin，可在原中心频率的基础上调节振荡中心频率的大小。
已调偏置电平大小与振荡中心频率大小的关系曲线，实测数据结果如图6，偏置电平在1.88～2.32 V段，偏置电平与中心频率呈现良好的线性关系。通过微处理器ADC输出可精确控制中心频率，在其他非线性段可做数据补偿，实现中心频率在30.000 0～38.610 0 MHz范围内数字可调。当接入调制信号时，VCO的输出即为已调信号，已调信号无需功放直接接天线电路发射。
图6 偏置电平与中心频率曲线图
2.2 解调电路
已调信号由接收端天线接收，经放大后，接入解调，选用模拟锁相环NE564进行解调。NE564是一款多功能，高质量频率的锁相环，工作频率最高为50 MHz。其为自带有检波后信号处理器的单片锁相环，由限幅器、鉴相器、压控振荡器、放大器、直流恢复电路和施密特触发器等部分所组成。
解调电路如图7所示，NE564采用5 V供电，已调信号由6脚输入，解调信号由14脚输出。其压控振荡器和鉴相器分开供电，以保证锁相环工作稳定。电源引脚入口处，接去耦电容C1和C2。6脚为调制信号的输入端，7脚为偏置脚。信号输入时，接耦合电容C3，可解调300 mV以上的输入信号。4脚和5脚外接电容，构成环路滤波器，用于滤除鉴相器输出信号的高频分量，从而得到一个稳定信号给压控振荡器。压控振荡器内接有定值电阻，外接一个定时电容便可以振荡。即由C5调节压控振荡器的中心频率(f0)，可选用一固定电容并联一个可调电容调节，将中心频率调节到36 MHz。输入引脚2的电流控制解调输出的增益和锁定范围，调节电位器R3可实现调节流入的电流。解调信号经过直流恢复后由14脚输出。
图7 解调电路
3 仿真与实验分析
采用Simulink仿真，搭建FM调制解调的仿真模型。FM调制解调电路仿真如图8所示，调制电路由偏置调节单元和VCO单元构成，解调电路由锁相环路构成。
图8 FM调制解调simulink仿真电路图
调制电路中，由常数模块(constant)提供偏置电压1.847 V，信号源产生20 kHz正弦信号一同输入加法器(Add)，调节偏置后的信号接入VCO1，VCO1的中心频率设置为36 MHz。调制电路VCO1输出已调信号的频谱图如图9所示，已调信号频谱以36 MHz为中心，随调制信号波动。
图9 调制VCO输出频谱图
解调电路中，由鉴频鉴相器(PFD)、环路滤波器(低通巴特沃斯滤波器)和VCO2构成。低通滤波器设置为2阶，截止频率设为20 kHz，VCO2的参数与VCO1一致。已调信号接入鉴频鉴相器(PFD)，得到VCO2回馈信号与已调信号的乘积信号，由低通滤波器滤除高频分量，得到解调信号。其波形与调制信号波形如图10所示。可见，解调出的信号与调制信号相比，失真很小，调制解调成功。
图10 调制信号与解调信号(上为调制信号，下为解调信号)
实物测试时，偏置调节电路调节好信号偏置，在未输入调制信号时，调压电路VCO输出稳定的36 MHz的载波，其频谱如图11(a)所示。频谱稳定在36 MHz，其他频段几乎没有干扰。当输入20 kHz的正弦信号(调制信号)时，在接收端收到无失真20 kHz的正弦信号，可由示波器测得，见图11(b)。调频收发装置，无线传输距离最远可达20 m，发射系统总功率在50～90 mW之间。
(a)调制电路VCO输出36 MHz信号的频谱
(b)解调得到20 kHz的正弦波
4 结束语
借助Simulink仿真对FM调制解调原理和电路进行了理论分析，并实际制作实现了FM调制解调无线收发系统，载波中心频率在一定范围内数字可调，传输效果良好，可无失真传输频率20 kHz及以内的信号。调制部分利用偏置调节单元，VCO输出稳定中心频率可调的已调波，无需锁定，迅速输出已调波，且输出稳定。相比传统锁相环调频，调制电路除去了鉴相器、环路滤波器的使用，减小了温度影响、零点漂移、易受噪声等问题的干扰。为进一步精确控制VCO的振荡中心频率，可引入反馈，借助模糊PID调节，提升稳定性。
