LLC谐振恒流恒压高压充电电源技术研究

2019-09-14黄毛毛李德明魏居魁武万锋

原子能科学技术 2019年9期

黄毛毛，李瑞，李德明，魏居魁，武万锋

(1.中国科学院上海应用物理研究所，上海 201064；2.中国科学院大学，北京 100049；3.中国科学院上海高等研究院，上海 201210；4.南京博兰得电子科技有限公司，江苏南京 210014)

高压脉冲调制器是电子加速器升能的主要设备，其脉冲电场在速调管[1]的作用下转换为微波电磁场，通过波导与耦合装置，能量被馈入直线加速器的加速腔内加速电子。为得到稳定微波输出功率，脉冲电压幅度的漂移需尽可能地小，才能提高直线加速器的电子束流稳定度。高压充电电源输出电压的稳定性直接决定了脉冲电压幅度的稳定性，因此，本文拟对激磁电感、谐振电感、谐振电容(LLC)谐振电路的高压充电电源技术进行研究，以提高高压充电电源输出电压的稳定性。

1 恒流恒压高压充电电源

恒流高压充电电源的主要结构如图1所示。整个电源结构分为2部分：第1部分是AC/DC，将三相交流电整流变成直流电；第2部分由Buck变换器[2]、LLC谐振变换器和平面变压器构成。

图1 高压充电电源原理示意图Fig.1 Principle diagram of high voltage charging power supply

电流反馈信号通过高精度直流电流互感器(DCCT)获得，DCCT电流精度可达到额定电流10 ppm[3]。输出反馈电压通过高压分压器(ROSS工程公司)得到[4]。分压器内部充有绝缘气体，压力为6 MPa，分压器电压分辨率为0.01%。所有反馈器件的采样精度均能满足高压充电电源的需要。

2 LLC谐振变换电路的设计

根据变压器实际测量的电感参数设计LLC变换器[5]，变换器由直流输入电源、LLC变换网络以及输出部分组成，如图2所示。根据基波分析原理可得到LLC变换器的等效电路，如图3所示[6]。根据等效电路推导出等效电路电压增益函数G(jω)，如式(1)所示：

(1)

其中：Lm为变压器激磁电感；Lr为LLC变换器谐振电感；Re为负载折算到原边的等效电阻；Cr为LLC变换器的谐振电容；ω为工作开关频率的角频率；j为虚数单位。

图2 LLC变换器框图Fig.2 LLC converter block diagram

图3 LLC等效电路Fig.3 LLC converter equivalent circuit

根据LLC谐振电路分析，电路具有2个谐振频率点fr1和fr2，其表达式如下：

(2)

LLC谐振电路电压增益函数展开为式(3)：

G(jω)=

(3)

|G(jω)|=

(4)

根据传递函数可得到LLC变换输入输出的直流增益特性函数以及增益曲线(k=6.7)，如图4所示。

图4 LLC变换器增益曲线Fig.4 LLC converter gain curve

根据LLC谐振变换器的2个固有谐振频率fr1和fr2与开关工作频率fs的关系，LLC谐振电路可分为3个工作区间[7]。

1)fs≥fr1，电源处于电流连续工作模式，此时谐振网络的输入阻抗特性呈感性，电路功率管工作在零电压导通(ZVS)状态，此区间谐振电容Cr上的电压基本等于输入电压，电路器件也易选择；被动态短路Lm不参与整个谐振过程，此区间电路工作在降压模式，适合于电源负载重的工作模式。

2)fr2

3)fs≤fr2，电源工作在电流不连续工作模式，输入阻抗特性呈容性，功率管不能工作在ZVS状态，导致功率管损耗大，且谐振电容Cr电压会充得很高，电容存在很大风险。此时反馈信号和频率控制关系与其他区间的相反，易造成控制失控。所以一般避免让电源工作在该区间。

根据增益函数可得到LLC变换器的增益曲线，根据增益曲线以及LLC变换器原理分析，在区间2，易因控制参数和负载参数的变化直接转到区间3从而失去控制调整能力，所以设计变换器固定频率工作在区间1[8]，即fs≥fr1区间。

3 LLC谐振变压器设计

图5 叠层磁芯变压器电路Fig.5 Laminated core transformer circuit

LLC谐振高压变压器采用叠层磁芯结构[9]，如图5所示，此变压器结构在高压绝缘处理方面较简单，如图6所示，通过绝缘薄膜实现印刷电路板(PCB)之间的绝缘，每层绝缘薄膜耐压只需考虑两块PCB间的电压差。

图6 叠层磁芯绝缘电势分布Fig.6 Potential distribution of laminated core

高压充电电源的最大输出功率为25 kW，工作频率设计为20 kHz。由于高压变压器采用叠层磁芯平面变压器结构[10]，根据经验，高压变压器磁芯能满足面积乘积(AP)法的条件。由于AP法是按照功率选择最经济的磁芯尺寸，而高压变压器主要考虑的是绝缘安全距离的要求。所以主要按照工作饱和磁通密度Bmax来校核变压器磁芯尺寸，如式(6)所示：

1.414×380×1.07 = 574.9 V

(5)

(6)

式中：Uin,max为输入电压最大值；N1为变压器初级线圈匝数；kf为波形系数，输入方波电压时取1；f为工作频率；Ae为变压器磁芯截面积；Bmax为最大电压时的工作饱和磁通密度。

根据趋肤效应公式，铜导线工作频率在20 kHz时，趋肤深度为0.461 mm，所以改用φ0.1 mm的细铜丝。根据5 A/mm2的电流密度选择φ0.1 mm的线绕组需大于2 000根，选2UEW 0.1×2 500规格电缆。次级绕组PCB板布线铜箔的选择：布线宽度选2 mm、布线厚度选0.072 mm。由于75 μm厚的聚酰亚胺薄膜耐受电压大于15 kV[11]，所以用其进行隔离分段磁芯，可轻易满足PCB板之间和磁芯之间的耐压。同时因为磁芯分段增加了磁芯的气隙，会造成磁芯激磁电感Lm较小，为提升激磁电感、减少激磁电流、增加初级线圈匝数，并满足电压变比，次级线圈需相应增加匝数。综合考虑，为平衡激磁电流和变压器分布参数的影响，变压器初级线圈取14圈，次级线圈单元取17匝，84个单元共1 428匝，总匝比ns=1∶102。磁芯的截面直径为8 cm，所以磁芯的截面积Ae为50.24 cm2。次级匝数的增加，可通过PCB多层布线来弥补单面布线面积不足的问题12]，从而降低LLC谐振电路的工作频率，功率器件和控制方式即可简化，进而提高整个电源的可靠性。

对于多路气隙的变压器，由于通过计算公式不易得到变压器的电感参数，根据变压器绝缘薄膜层数的变化，通过电感电容电阻(LCR)测试仪器测量变压器电感参数，结果示于图7。由图7可见，在绝缘薄膜层数为14时，变压器的初级激磁电感Lm为432 μH，漏电感Lr为66 μH。

图7 变压器电感参数Fig.7 Inductance parameter of transformer

4 LLC谐振变换器电路计算

LLC谐振变换器采用IGBT功率管，电路的工作频率fs选为20 kHz。根据LLC电路工作模式和谐振频率，选择Cr为1.36 μF(2个0.68 μF的电容并联)，谐振频率fr为16.8 kHz；根据LLC谐振3个工作区间分析，工作频率大于LLC谐振电路的谐振频率，从而使整个谐振电路工作在第一区间，保证LLC谐振变换器工作在ZVS区域，LLC变换器谐振电流和激磁电流波形示于图8。

图8 LLC变换器谐振电流和激磁电流波形Fig.8 Resonant current and excitation current waveforms of LLC converter

(7)

假设谐振电流波形为：

Ir(t)=Ipsin(2πfrt+θ)

(8)

图9 高压输出电流纹波波形Fig.9 High voltage output current ripple waveform

5 实验结果

图10 叠层变压器整体Fig.10 Overall laminated transformer

高压充电电源结构分为2部分。第1部分是AC/DC，将三相交流通过升压变压器整流变成直流电压；第2部分是Buck变换电路、LLC谐振变换电路和变压器，整流输出电压通过Buck变换器稳压，经LLC谐振变换器由升压变压器输出直流高压。LLC谐振功率管采用FF300R12me4，工作在20 kHz频率下能满足电源要求；输出负载电容为0.5 μF，2个22 nF滤波电容并联后7组串联，均压并联电阻为6.37 MΩ，功率损耗为400 W；全桥电路工作在LLC谐振状态，实现整流碳化硅二极管零电流开通和关断[14]，同时在输出PCB板上增加二极管焊盘的覆铜面积，有助于改善整流二极管的温升[15]。高压充电电源的主电路设计和主功率电路的搭建示于图10，因输出负载功率不足，电源实际输出为50 kV、电流为331 mA的信号波形，如图11所示。在此高压输出条件下完成了测试，采用Keithley2701配合7700多路采集卡(采样时间10 ms/次)、分压电阻为10 000∶1的Metallux.de精密分压器搭建的测试平台示于图12。由于脉冲高压充电电源工作的重复频率为2 Hz，所以整个电源稳定性主要关注恒压阶段500 ms内输出高压的稳定性。50 kV电压的输出波形示于图13。由图13可知，恒压时输出电压稳定性达78.5 ppm。