基于改善真空开关弧后du/dt型混合直流断路器

2019-08-22彭振东杨晨光任志刚

船电技术 2019年8期

李博，彭振东，杨晨光，任志刚

基于改善真空开关弧后d/d型混合直流断路器

李博，彭振东，杨晨光，任志刚

（武汉船用电力推进装置研究所，武汉 430064）

强迫换流结束时刻真空开关两端电压会以阶跃形式上升至较大幅值，过大的电压峰值及变化率会直接增大弧后触头表面的电场强度及功率密度，从而影响其分断可靠性。本文旨在通过真空开关串联二极管及并联RC吸收支路的试验方案达到显著减小真空开关电压变化率的目的，依次开展了23kA电流等级分断试验，并探究二极管有无RC吸收支路对试验结果的影响，最后基于MATLAB/simulink仿真软件选取真空开关吸收支路的参数，并将仿真与试验结果对比，验证了方案的合理性与有效性。

强迫换流分断可靠性电压变化率吸收支路

0 引言

具有容量大、阻抗小、易控制等优势的直流输电系统是当今乃至未来发展的潮流，直流断路器作为系统的核心保护装置一直是科研工作者的研究和优化目标，目前国网已大力发展柔性直流输电系统换流站的直流保护设备的研制。采取自然换流和强迫换流方式的混合式直流断路器（hybrid dc circuit breaker，HDCCB）正常工作时由旁路机械开关及真空开关承担负载电流，线路损耗较小；当系统发生故障时，故障电流首先在机械开关弧压作用下自然转移至半导体支路，随后在反脉冲放电支路投入后强迫转移至换流支路，最终通过避雷器吸收系统能力并限制过电压。整个分断过程动作快速性较于传统的机械式和空气式断路器都得到进一步提高，且电弧能量较小防止触头大面积烧蚀。鉴于以上优势，混合式直流断路在未来舰船输电系统中具有广阔的应用前景和重要的研究意义。

1 混合式直流断路器工作原理

基于自然换流和强迫换流的混合式直流断路器分断故障电流拓扑结构见图1，本文采用L1C1合成振荡回路的脉冲电流上升阶段模拟实际系统故障电流。正常通流状态时，旁路机械保护开关BPS和真空开关VB均处于合闸状态，当发生故障时，发出BPS分闸信号，机械开关触头动作并产生电弧电压使二极管组件D1开通，故障电流迅速向D1支路转移，转移完成后换流支路L2C2随后投入，真空开关VB支路电流过零即能完成可靠分断。其中强迫分断过程中，若VB在电流一次过零时未能完成可靠分断，二极管D1组件的反向阻断过程能防止大电流注入真空间隙，为真空介质提供过零恢复时间，以便换流支路放电脉冲上升至峰值后的下降阶段与主回路电流再次相等时的二次过零时刻成功分断。分断过程预期电流波形及对应的时序如图2所示，在分断大电流环境下，真空弧室电流零后介质恢复进程是分断成功与否的关键，介质恢复电压以阶跃式上升至峰值，极高的电压变化率严重影响弧后鞘层的发展速度。

图1 混合直流断路器拓扑结构

2 改善二次过零后恢复电压变化率

图2 混合直流断路器开断预期电流波形及时序图

图1强迫换流阶段的试验参数见表1所示，当真空开关在电流一次过零时未能成功分断，由二极管D1反向恢复结束后阻断回路电流。若D1加装有RC吸收支路及避雷器过电压保护支路，在真空开关电流二次时不能可靠熄弧，则换流支路不断通过D1的 RC支路向真空间隙注入漏电流，使真空开关一直处于小电流燃弧状态，严重影响介质可靠恢复。

表1 试验参数值

图3 二次过零时刻D1有无RC支路试验结果

图4 二次过零后欠阻尼等效回路

图3为D1有无加装RC吸收支路(仅有避雷器保护)情况下二次过零时刻对应的恢复电压波形。对比可知，当D1有RC保护时，二次过零后会形成如图4所示的放电回路，由于真空开关VB的分布电容，该回路满足欠阻尼高频振荡放电条件，且P极小有短时分压过程，因此VB会以阶跃式上升至2C2/(2+P)；而在D1有RC保护时，D1反向恢复结束后即可阻断换流支路对P的充电，恢复电压变化率及恢复电压峰值都得到大幅度减小，且消除了高频振荡现象。

3 改善一次过零后恢复电压变化率

如图5所示，由真空开关VB阻断回路电流的一次过零后，D1仍然处于导通状态，此时无论二极管D1是否加装RC吸收支路，VB两端均呈现极大恢复电压变化率。因此引入了图6所示的VB两端并联RC保护支路的方案。

图5 一次过零后欠阻尼等效回路

图6 真空开关并联RC保护支路

真空开关未采取吸收支路，其过零后恢复电压变化率最大值为：

VB分布电容P为pF级，过零后VB恢复电压变化率高达几kV/μs数量级。并联RC支路后VB两端电压大小及变化率由其电流过零后换流支路给S高频充电过程决定。吸收电阻S的参数选取可遵循条件：

根据表1的参数，试验中真空开关过零附近电流变化率约200 A/μs，若将真空开关过零后电压变化率限制在500 V/μs以下，根据上述约束条件，吸收电阻初步取值为S=2 Ω。当S=2 Ω，吸收电容分别取值1 μF、3 μF、5 μF、7 μF，9 μF时，对应的真空开关VB电流过零后两端电压仿真结果见图7。

图7 真空开关电压随CS的变化情况

增大吸收电容有助于减小电流过零后VB两端电压变化率，但当S＞3 μF后，改善趋势已逐渐饱和，保护电容可取值3 μF。当S=3 μF时，保护电阻分别取值1 Ω、2 Ω、3 Ω、4 Ω、5 Ω时，对应的真空开关VB电流过零后其两端电压及电压变化率仿真结果如图8所示。

图8 真空开关电压随RS的变化情况

减小吸收电阻S有助于改善真空开关电流过零后的电压变化率，但同时VB电压峰值逐渐增大，为将VB电流一次过零后反向电压峰值限制在-5 kV以内，取S=2 Ω，S=3 μF，最终将VB电流两次过零后的电压变化率最大值均维持在约300 V/μs，真空开关VB两端电压分别在有无并联RC保护支路情况下的仿真与试验结果见图9。

采取RC保护支路后，消除了真空开关在电流过零后分布电容P造成的高频振荡现象，并显著改善真空开关两端过高u/t导致的弧后重击穿效应。