隧道场景列车车体对无线电波传播的影响

陶 成，张春圆，周 涛,2，张文良

(1.北京交通大学 电子信息工程学院，北京 100044；2.东南大学 移动通信国家重点实验室，江苏 南京 210096)

通讯作者：周 涛(1988—)，男，江西南昌人，副教授，博士。E-mail:taozhou@bjtu.edu.cn

高传输速率和高可靠性的无线通信系统是地铁列车运行自动化和智能化的基础保障。如何在地铁隧道中保证高速、稳定、安全、及时的无线通信连接成为通信系统设计人员不懈努力的研究课题。无线信道是无线通信系统设计的基础，准确认知无线信道中无线电波的传播特性是设计无线通信系统的前提条件。

近年来，关于隧道场景中的无线电波传播特性研究有很多。文献[1—3]利用矢量网络分析仪对隧道中大尺度损耗、小尺度分布以及K因子、多天线和极化天线容量进行了分析。文献[4]作者所在团队完成北京地铁14号线大瓦窑站至郭庄子站隧道场景测试，结果表明，在矩形截面长直隧道中，无线电波传播的时延扩展很小，采用水平极化收发天线要比垂直极化的系统衰减系数要小，均方根时延扩展要大。文献[5]介绍了西班牙新高速列车隧道GSM-R(铁路综合数字移动通信系统)的规划工作, 测量载频900 MHz无线电波在有车通过的隧道中传播特性。结果表明，在隧道中使用异频分布式天线系统具有明显优势，同时无线电波的发送功率必须考虑15～20 dB裕度。文献[6]主要研究地铁隧道场景38 GHz毫米波传播特性，在直隧道和弯曲隧道场景中进行实际测量以及扩展仿真，结果发现直隧道的衰减与传播频率成正比，而弯道隧道的衰减与传播频率成反比。文献[7]使用射线跟踪法，在地铁隧道场景中引入列车车体，分析对比隧道有列车存在和空隧道两种隧道场景下的路径损耗，并从多方面分析了各类因素对MIMO(多输入多输出)系统性能的影响。

目前大多数隧道场景中无线电波传播的测量活动还主要集中于无车隧道，关于有车存在的隧道环境下，采用中继方式通信时无线电波的传播特性研究少有涉及。综合考虑列车车体对隧道环境下无线电波传播影响的不可忽略性，以及毫米波通信在隧道场景中的应用前景，本文采用基于测量对比验证的射线跟踪仿真方法，仿真研究在长直地铁隧道场景中列车车体引入前后无线电波的传播特性，包括采用直接覆盖通信方式时，车体对接收端接收信号的影响，以及采用中继方式通信时，对比分析1.4与38.0 GHz两种通信载频下无线电波传播的大尺度路径损耗和小尺度时延扩展情况，通过比较收发天线不同位置选择组合的大、小尺度衰落结果，给出2种通信载频下最佳天线位置组合。

1 射线跟踪法

射线跟踪法是一种基于几何光学理论与几何绕射理论的建模和仿真方法，在室内的无线电波传播研究中已经被证明是成熟准确的。大量基于实际测量的研究结果[8-13]表明，射线跟踪方法在隧道中能够得到准确的信道特性。本文选择基于射线跟踪理论的Wireless-Insite仿真工具。

Wireless-Insite仿真工具通过追踪每1条由发射源到接收端的射线，充分考虑周围物理环境对每1条射线的作用效果，执行电磁计算，然后评估信号传播特性，可以在50～100 GHz的频率范围内提供比较精确的无线电波传播预测结果。

接收天线接收功率Pr计算公式为

(1)

路径损耗Lp计算公式为

Lp=Pt-Pr+Gt，max+Gr，max-Ls

(2)

式中：Gt，max为最大发送天线增益；Gr，max为最大接收天线增益；Ls为系统中所有其他损耗的总和。

对数距离路径损耗PL计算公式为

(3)

式中：P0为常数；nP为路损指数；d为收发天线距离；d0为参考距离，1 m。

均方根时延扩展στ为

(4)

其中，

2 隧道场景无线电波传播实测与仿真结果对比

在南通中天隧道实验室，本团队采用自研测量设备完成长直隧道场景无线电波传播的实际测量[14]，隧道结构如图1所示。该隧道实验室的建设初衷主要是为了测试漏泄电缆在隧道中的性能，隧道全部采用钢筋混凝土结构，模拟真实地铁隧道环境，分为圆形和矩形截面2段，每段50 m，全长100 m，如图1所示。在圆形截面隧道尽头是封闭的金属门，整个隧道属于半封闭隧道环境。

图1 隧道结构图(单位：m)

测量过程如下：接收天线位置选在隧道的入口，发射天线从接收天线位置向隧道另一端移动，每移动1 m的距离，数据采集设备采集1次数据，发射天线与接收天线高度分别为2.5和2.2 m，均采用全向天线，垂直极化方式，发送信号频率设置为1.4 GHz，发射功率为20 dBm，带宽为150 MHz。

针对实际测量活动，应用Wireless-Insite仿真工具，构建还原完整的南通中天隧道测量环境，仿真参数设置见表1和表2，分析测量和仿真结果，大尺度路径损耗与小尺度均方根时延扩展对比如图2所示。

表1 模型材料参数取值

表2 天线参数取值

图2 仿真与实测对比

由图2可以看出：无论是大尺度还是小尺度衰落，实际测量与仿真结果在整体趋势上都能够比较好地吻合，虽然细节还有些差距，但还是能够在一定程度上预测隧道环境下电磁波的传播。再考虑到实际测量需要花费的时间和人力成本，以及协调难度，采用该仿真方法更加经济有效。

3 扩展仿真描述与结果分析

3.1 仿真配置

由于南通中天隧道实验室与实际隧道环境在尺寸上存在着一定的差异，为保证在仿真隧道场景中引入地铁列车仿真模型的可行性，得到丰富并且可靠的仿真结果，需要重新构建更加完整、更加贴近实际隧道环境的仿真场景，参考文献[6]中实际测量的地铁隧道尺寸，重构的隧道三维有限元模型如图3所示。隧道为钢筋混凝土结构，横截面为马蹄形，尺寸见图3中，标准轨距线路。地铁列车采用5辆编组，车辆选择《地铁设计规范》[15]中A型车，每节车厢长22.5 m，宽3.0 m，高3.8 m，4对车门，3对窗户。

图3 隧道三维有限元模型(单位：m)

如今，毫米波技术被认为是克服无线频谱资源稀缺的最具潜力的无线通信技术，许多国内外团队已经进行了毫米波频段技术的开发研究[16-18],并且已有团队针对空隧道场景中毫米波的传播展开测试活动，为了给毫米波技术在隧道场景中应用提供更多的参考，在频率选择上除了选择与上节实测载频一致的1.4 GHz外，增加载频38.0 GHz作对比。 载频选择1.4 GHz时，模型材料参数及天线参数沿用表1和表2设置；载频选择38.0 GHz时，发送天线选择定向天线，接收天线设置为全向天线，模型材料参数及天线参数需调整部分见表3，其余参数沿用表1和表2的取值。所有材料的电磁参数皆依据ITU-R P.2040提供的参考建议值设置。无线通信信号覆盖方式选择2种：直接覆盖方式和中继覆盖方式。

表3 天线参数取值

在直接覆盖方式下，理论上无线电波需要透过玻璃才能抵达位于车体内部的接收端，而毫米波在透射过程中将受到极大衰减，测量与仿真中基本可以认为无透射现象产生[19]，所以此状态下只仿真载频1.4 GHz时的情况，不考虑载频38.0 GHz。发射天线和接收天线位置如图4所示，发射天线Tx位于轨道中间位置，高度为2.7 m，接收天线Rx从距发射天线Tx位置1 m开始，每间隔1 m设置1个，共计100个仿真点，高度设置为2.2 m。当有列车存在时，列车车体位置设置在距发射天线Tx60 m处。

图4 直接覆盖方式天线位置设置示意图(单位：m)

中继覆盖方式能够克服由穿透损耗对通信系统带来的不利影响，这种方式理论上也更加符合未来高性能无线通信网络设计的需要。选择中继覆盖方式时，收发天线位置设置如图5所示。为了丰富对比结果，全面反映不同收发天线位置组合的信道特性，接收天线位置设置2个，位于车头中部Rx1和车头顶部Rx2，发射天线位置设置3个，位于隧道中间Tx1，隧道顶部Tx2和隧道壁Tx3，当发送天线选择定向天线时，由于收发天线的高度差，使得定向天线不能完全对准位于车顶头部的接收天线Rx2，所以会造成在一定距离内接收天线Rx2接收不到直射径信号。列车由距离发射天线Tx1250 m处开始逐渐向发射天线运行。考虑到设备的计算能力和存储能力，每5 m记录1次仿真结果。为了对比分析，对同样条件下的空隧道、自由空间进行仿真。

图5 中继覆盖方式天线位置设置示意图(单位：m)

3.2 大尺度衰落

直接覆盖方式下，载频1.4 GHz，隧道内有列车、空隧道和自由空间时3种场景下路径损耗仿真结果对比如图6所示。由图6可知：在该设置条件下，收发天线间距小于60 m时，空隧道与有车隧道内电磁波传播的路径损耗比较接近，变化趋势一致，并没有受到车体明显的影响；当收发天线距离增加到60 m时，即列车车体所在位置，有车隧道路径损耗急剧增加，较空隧道路径损耗高出10～50 dB，平均高出30 dB左右，且波动变化剧烈，同时也超过自由空间路径损耗，与文献[20]理论计算结果相符合。空隧道路径损耗继续保持原有变化趋势，且变化趋缓。可见，当接收天线位于车厢内部时，对应图6中60～100 m部分，无线电波透过列车车体会带来比较大的穿透损耗，造成信道传播环境迅速恶化。

图6 3种场景下路径损耗与收发天线间距的关系曲线

中继覆盖方式下，1.4和38.0 GHz这2种载频，不同收发天线位置组合，5种场景下路径损耗仿真结果对比如图7所示。

图7(a)，(b)，(c)为载频1.4 GHz时的仿真结果，对该设置条件下的仿真结果应用对数距离路径损耗模型拟合，得到的对比结果见表4。

图7(d)，(e)，(f)为载频38.0 GHz时的仿真结果，对于毫米波通信，路径损耗与传统的窄带无线通信系统不同，其不再仅仅是收发机之间距离的函数，还是发射频率的函数。考虑到模型的简化问题，通常情况下会忽略频率的影响，而仅仅考虑路径损耗与收发天线之间距离的关系，因此，大尺度衰落损耗模型仍采用传统的对数距离路径损耗模型[19]，对该设置条件下的仿真结果应用传统路径损耗模型拟合，得到的对比结果也见表4。

表3和表4中的数据与文献[6，14]结果相比略小，原因除了受到隧道环境和收发天线位置设置的影响，还与仿真距离有关系。由图7和表4可得到如下结论。

(1)在空隧道的情况下，图7(a)中，当发射天线选择Tx1时，接收天线Rx1接收到的无线电信号经历的路径损耗明显小于Rx2；图7(b)中，当发射天线选择Tx2时，接收天线选择Rx1和Rx2的路径损耗则非常接近，而且此时的路径损耗无论是值还是波动也要更大一些；图7(c)中，当发射天线选择Tx3时，2个接收天线Rx1和Rx2位置的路径损耗差距介于前2种情况之间；从表4中路损指数对比结果来看，发射天线选择Tx1和Tx2时，Rx1和Rx2两个接收天线位置的路损指数是比较接近的，差值明显小于发射天线选择Tx3位置。上述结果说明了，载频1.4 GHz时，发射天线的位置对路径损耗的影响要强于接收天线位置，发射天线越接近隧道中心位置，路径损耗对接收天线位置才会越敏感。

图7 不同载频不同收发天线组合时5种场景下路径损耗与收发天线间距的关系曲线

表4 路径损耗对比

(2)在空隧道情况下，载频选择38.0 GHz时，发射天线选定之后，接收天线位置的改变对路径损耗的影响并不大，虽然收发天线同时选择隧道中间位置，即Tx1和Rx1的天线组合时，路径损耗依然最小，但与其他天线组合之间的差距变小；收发天线不同时选择隧道中间位置时，路径损耗的变化范围都在95 dB左右，要比1.4 GHz载频时多衰减30 dB左右，路损指数在0.4～1.3之间，差距不大。

(3)当隧道中有车体、载频为1.4 GHz时，接收天线Rx1和Rx2路径损耗与空隧道相当，路损指数比较接近，产生这种现象主要是因为接收天线Rx1与Rx2的位置在车体之前，且距离车体较近，经过车体反射到接收天线的反射径并不多，对接收功率影响不十分明显。

(4)当隧道中有车体、载频为38.0 GHz时，虽然接收天线Rx1和Rx2路径损耗与空隧道重合度依然比较高，路损指数也比较接近，但与载频1.4 GHz结果相比，差异稍有增加。

3.3 小尺度衰落

直接覆盖方式下，载频1.4 GHz时，隧道内有列车和空隧道2种场景下均方根时延扩展仿真结果对比如图8所示。由图8可知：对于空隧道场景，在收发天线距离比较近的时候，均方根时延扩展达到5～10 ns，而随着距离的增加，均方根时延扩展逐渐减小，距离与均方根时延扩展呈现反比关系。这种现象符合隧道传播环境特点，随着距离的增加，主要反射径与直射径之间的距离差变小，由此带来的多径时延差和相位差减小，多径效应减弱。从波模理论也可对这种现象作出解释，当收发天线距离较近时，存在多种模式的电波，随着收发天线距离的增加，波导效应显现，大量高阶模式迅速衰减，最后将只有基础模式存在，因此均方根时延扩展会变得越来越小[18]。对于隧道有列车存在的场景，结果出现明显不同；在收发天线间距小于50 m左右时，有车隧道均方根时延扩展接近空隧道结果；当距离达到50 m之后，即接收天线处在车前10 m左右及列车内部时，由于车体的存在，导致反射径和散射径的增加，均方根时延扩展出现剧烈变化，最大时接近达到30 ns。

图8 2种场景下均方根时延扩展与收发天线间距的关系曲线

中继覆盖方式下，1.4和38.0 GHz这2种载频，不同收发天线组合，隧道有列车与空隧道的均方根时延扩展变化对比如图9所示。计算不同情况下得到的均方根时延扩展的平均值，结果见表5。由于仿真隧道环境比较简单，收发天线周围散射体并不多，所以载频1.4 GHz仿真结果与文献[14]测量结果相比稍小一些，载频38.0 GHz时仿真结果与文献[16]中直隧道场景结果接近。

图9 不同载频不同收发天线组合时5种场景下均方根时延扩展与收发天线间距的关系曲线

对比图9仿真结果和表5不同组合情况的平均值，可以得到以下结论。

(1)在空隧道场景、载频1.4 GHz时，随着距离的增加，均方根时延扩展均呈现逐渐减小的趋势，这与直接覆盖方式得到的结果一致；发射天线Tx2与接收天线Rx2的组合结果略显例外，均方根时延扩展出现了先增后减的趋势，这主要是因为此时的收发天线都相对比较接近隧道墙壁，接收端能够接收到的高阶模式的反射波先增加后减少，随着距离继续增加，高阶模式迅速衰减，逐渐只剩下基础模式[21]，所以会出现先增后减的趋势；当发射天线位于隧道中心和隧道墙边的时候，不同位置接收天线接收信号的均方根时延扩展呈现逐渐接近的趋势，但发射天线选择隧道顶部位置时，趋势明显要更加缓慢。由此可见，发射天线越接近隧道中心位置，均方根时延扩展受接收天线位置影响越小。

表5 均方根时延扩展平均值对比

(2)空隧道场景、载频38.0 GHz时，均方根时延扩展与载频1.4 GHz时整体变化趋势一致，但值要略小。

(3)在隧道中有列车、载频为1.4 GHz时，接收天线Rx1和Rx2位置的均方根时延扩展结果比空隧道会有所增加。这主要归因于列车车体的存在，增加了反射体和散射体数量，带来更多的多径，导致了时延扩展的增加。随着距离的增加，高阶模式衰减，模式数目减小，加上距离增加之后射线路径差更小，多径时延彼此更加接近，多径效应开始减弱，均方根时延扩展逐渐减小。

(4)在隧道中有列车、载频为38.0 GHz时，位于列车车头顶部位置的接收天线Rx2的时延扩展要比Rx1位置的小，这要归因于其比较接近隧道壁。接收天线Rx2位置的均方根时延扩展出现明显不同，车体的存在造成均方根时延扩展剧烈变化，平均值也要远大于空隧道。出现这种现象，主要是因为接收天线Rx2位于列车车头顶部位置，介于车体与隧道壁之间，且接近车体棱边，发射天线选择定向天线，接收天线Rx2位置不存在直射路径，电磁波衰减比较快，随着距离的增加，高阶反射径、散射径逐渐对时延扩展起主要作用，车体的加入，会带来更丰富的多径，均方根时延扩展也会变得更大。接收天线Rx1位置虽然也近车厢，但位于隧道中间、车头中部位置，而车体和车窗玻璃设置的粗糙度是0，所以散射径不会像Rx2位置丰富，均方根时延扩展变化自然会存在差距。

4 结 论

(1)采用直接覆盖通信方式时，列车车体对传播环境的恶化严重。隧道中加入列车车体之后，位于车体内部的接收天线较空隧道、相同位置时的路径损耗急剧增加，平均高出30 dB左右，均方根时延扩展出现剧烈变化，最大时接近达到30 ns。位于车体外部的接收天线较空隧道、相同位置时的路径损耗和均方根时延扩展稍有增加。

(2)采用中继覆盖通信方式、空隧道、载频为1.4 GHz时，发射天线越接近隧道中心位置，路径损耗对接收天线位置会越敏感，均方根时延扩展受接收天线位置影响越小。载频38.0 GHz时，发射天线位置选定后，接收天线位置的选择对路径损耗和均方根时延扩展影响变小。

(3)采用中继覆盖通信方式、隧道中有列车时，2种载频，列车车体对于路径损耗的影响都不明显，载频1.4 GHz时的路径损耗比载频38.0 GHz时要小30 dB左右，而对于均方根时延扩展，载频38.0 GHz时，不同位置的接收天线设置对结果影响很大，说明38.0 GHz毫米波信号更容易受隧道内散射物的影响，形成角度更丰富的多径。当载频为1.4 GHz时，收发天线分别设置在车头中部和隧道墙边位置路径损耗相对较小，均方根时延扩展亦不大。当载频为38.0 GHz时，发射天线设置在隧道顶部或者墙边均可，接收天线设置在车头中部位置路径损耗和均方根时延扩展最小。