中压混合型模块化多电平变换器的载波移相调制策略

郭燚 郭将驰 于士振

摘要：由于半桥子模块与全桥子模块的载波移相调制策略不同，两者混合而成的模块化多电平变换器（modular multilevel converter， MMC）不能直接沿用原来的调制策略;在船舶中压直流电力系统中，由于变换器模块数较少，交流输出电压的波形质量相对较差。基于上述原因，通过载波相位角的合理配置，提出一种改进型载波移相调制策略。该策略不仅能够增加交流输出电压的电平数，而且不局限于某种特定的拓扑结构。通过仿真验证其有效性和通用性，验证结果显示它是一种适用于中压混合型MMC的通用调制策略。

关键词：船舶; 载波移相调制; 模块化多电平变换器（MMC）; 中压

中图分类号：U665.12

文献标志码：A

Abstract：The hybrid modular multilevel converter （MMC） composed of the half bridge and full bridge sub-modules can not directly use the original modulation strategy because of the difference of phase-shifted carrier modulation strategy of the two sub-modules; the quality of the AC output voltage waveform is relatively poor due to the small number of converter modules in the medium voltage DC power system for ships. To solve the above problems， an improved phase-shifted carrier modulation strategy is proposed through the reasonable allocation of carrier phase angle. This strategy not only can increase the level number of AC output voltage， but also is not limited to a specific topological structure. The validity and generality of this strategy are verified by simulation， and the verification result shows that this is a general modulation strategy suitable for a medium voltage hybrid MMC.

Key words：ship; phase-shifted carrier modulation; modular multilevel converter （MMC）; medium voltage

收稿日期：2018-03-26

修回日期：2018-05-07

作者简介：

郭燚（1971—），男，安徽安庆人，副教授，博士，研究方向为船舶电力推进、船舶中压直流系统，（E-mail）yiguo@shmtu.edu.cn

0 引 言

为使高能武器上舰，船舶电力功率不断提升，中压直流（medium voltage direct current，MVDC）电力系统被逐步应用到舰船上。与传统中压交流（medium voltage alternating current，MVAC）电力系统相比，MVDC电力系统的能量传输效率更高 [1-2]。模块化多电平变换器（modular multilevel converter， MMC）具有可扩展性强、导通损耗低、对滤波器要求较低等特点[3]，因此，MMC在MVDC电力系统中具有良好的应用前景[4-5]。

在大功率直流断路器应用于MVDC电力系统之前，针对传统MMC运行过程中可能存在的直流故障问题，使用具有直流故障穿越能力的MMC子模块是一种可行的解决办法。MMC子模块拓扑结构主要有半桥子模块（half bridge sub-module， HBSM）、全桥子模块（full bridge sub-module， FBSM）和箝位双子模块（clamping double sub-module， CDSM），其中FBSM和CDSM具有直流故障穿越能力。随着研究的深入，越来越多具有直流故障穿越能力的新型子模块拓扑结构被提出[6-7]。文献[8]从应用层面出发提出了由HBSM和FBSM组成的混合型MMC，其主要优点在于实现了直流故障穿越功能与投资成本二者的平衡，是一种具有较高实用价值的MMC拓扑结构。

MMC的调制策略主要有最近电平逼近调制（nearest level modulation，NLM）策略和载波移相调制策略。NLM原理简单，不受子模块拓扑结构限制，多用于高压型MMC;载波移相调制器等效开关频率高，损耗分布均匀。在混合型MMC的调制策略方面，文献[9]提出了一种非交错的载波移相调制策略，当桥臂子模块数为N时输出相电压电平数为N+1，但能够使用该策略的MMC拓扑结构存在局限性。文献[10]采用NLM与脉宽调制（pulse width modulation，PWM）相结合的调制策略，在原有阶梯波的基礎上通过单个模块的高频投切来提高输出电压的波形质量，但由于输出电压电平数不变，波形改善幅度较小。也有研究[11]将FBSM应用在低电压范围，对MMC输出电平起辅助调节作用，虽然能大幅增加电平数量，但HBSM中电容容量需相应增大，且其直流故障穿越能力较弱。文献[12]改进了载波移相调制策略，虽然增加了近一倍的电平数，但也只是针对文中特定MMC拓扑结构所做的改进。

根据混合型MMC的载波移相调制的特点，结合文献[9]和[12]，本文提出一种改进的混合型MMC载波移相调制策略。该策略可用于任意子模块排列的混合型MMC的控制，使每个桥臂在有N个模块的情况下输出的相电压电平数达到2N+1，可以克服中压型MMC模块数较少的缺点。另外，本文对文献[13]中所提出的逆变侧预充电策略进行了改进，以便用于混合型MMC。最后，用MATLAB/Simulink建立仿真模型，验证所改进混合型MMC调制策略的有效性。

1 混合型MMC拓扑结构

图1为混合型MMC拓扑结构。MMC由三相六桥臂组成，每个桥臂都由N个子模块与电感L0级联而成。每个桥臂的子模块由HBSM和FBSM两种子模块组成，两种子模块个数分别为Nh和Nf（Nh+Nf=N）。图1中：uj为MMC的j相输出电压，upj和unj分别为上桥臂和下桥臂电压，j∈{a，b，c}。

图2为MMC单相等效电路图，其中：ipj和inj分别为上桥臂和下桥臂电流;uphj和upfj分别为上桥臂电压中HBSM和FBSM所分得的电压;unhj和unfj分别为下桥臂电压中HBSM和FBSM所分得的电压;Rp和Lp分别为上桥臂的阻抗和自感;Rn和Ln分为下桥臂的阻抗和自感;Lm为上桥臂与下桥臂之间

式中：M（0≤M≤1）为电压调制比;ω0为MMC参考电压的角频率;φj为j相参考电压的相位角。

2.2 FBSM调制策略

图4为全桥型MMC的载波移相调制示意图。如图4所示，每个桥臂需要两个参考电压uref_l和uref_r，分别为FBSM左臂和右臂参考电压。相邻载波间的相位差为π/N，上、下桥臂载波之間整体存在相位角θ。

3 混合型MMC调制策略的改进与谐波分析

3.1 混合型MMC调制策略的改进

图5为混合型MMC单相结构示意图。以每个桥臂有6个子模块的结构为例，其排列方式为3个HBSM与3个FBSM相邻交替排列。为能够有效阻断发生直流故障时大电流的冲击，具有直流故障穿越功能的模块占比至少为50%[8]。

图6为混合型MMC的载波移相示意图，其中：fch为HBSM的载波频率，fcf为FBSM的载波频率。因为FBSM的开关器件数量为HBSM的两倍，所以从平衡器件损耗的角度可设fch=2fcf。HBSM载波为奇数列，FBSM载波为偶数列，每相邻两条载波之间的相位差均为2π/N，下桥臂FBSM载波初相位角为（2k+1）π，上、下桥臂之间载波整体相位差为θ。

图7为配合载波移相调制所使用的附加平衡控制策略[15]，其中uc_ave为桥臂上N个子模块电压的瞬时平均值，uc（i）为桥臂上第i个子模块的电容电压，Δuc（i）为桥臂上第i个子模块的电容电压与瞬时平均电压的差值，iarm为流过子模块的桥臂电流，Δu*（i）为补偿电压。因此，加入平衡控制后j相上、下桥臂HBSM的参考电压可改附加平衡控制策略

3.2 MMC输出电压谐波分析

由式（20）可知，当m=1时，输出电压谐波的最低阶次为2Nfch。因此，当N达到一定数值后，输出电压的谐波主要集中在高频部分。

以上推导从理论上证明，当上、下桥臂间载波相位角按式（17）取值时，所提出的载波移相调制策略可以改善输出电压波形质量。同时，可将式（8）和（9）进行改写，并按以下步骤进行载波相位角配置：首先，根据下桥臂HBSM设置一组相位角

式（22）与式（9）区别在相差2k个周期，因此在实际操作中可选择k=0的情况。只要在下桥臂载波的基础上整体加上θ就可得到上桥臂的载波相位角。

4 仿真验证

为验证改进的混合型MMC载波移相调制策略的有效性，用MATLAB/Simulink建立仿真模型进行验证，MMC拓扑结构见图5，系统结构框图见图8。图8中：Ks1和Ks2分别为直流侧开关和交流断路器;Rlim为限流电阻;Rload和Lload分别为交流侧负载电阻和电感。

MMC仿真参数：MMC额定容量Ps=1 MW;额定频率fr=50 Hz;母线电压Udc=6 kV;电压调制比M=1;子模块平均工作电压Uc=1 kV;HBSM数量Nch=3，FBSM数量Ncf=3;HBSM载波频率fch=800 Hz，FBSM载波频率fcf=400 Hz;子模块电容C0=5 mF;桥臂电感L0=8 mH;负载电阻Rload=13.5 Ω，负载电感Lload=8 mH;限流电阻Rlim=40 Ω。

4.1 改进的载波移相调制策略仿真

文献[9]所提出的载波移相调制策略（以下简称传统调制策略）如下。参考电压如式（12）～（15）所示，电容电压平衡策略如图7所示，载波频率为fch=2fcf，上、下桥臂载波相位角设置如下：

图9a为调制比M=1时传统调制策略下a相输出的相电压波形。可以看到，电压波形为7电平，峰值为3 000 V。图10a为改进调制策略下a相输出的相电压波形。可以看到，经过改进后输出电压峰值仍然为3 000 V，但电平数从原来的7变为13，因此波形更接近正弦波。

图9b为传统调制策略下a相输出的相电压频谱，经测量输出相电压总谐波畸变率（total harmonic distortion，THD）为11.39%。在该调制策略下，输出电压最低谐波阶次主要集中在4 800 Hz左右，即6倍的HBSM载波频率。图10b为改进调制策略改进调制策略仿真波形下a相输出电压频谱，经测量输出相电压THD为6.42%。显然，最低主要谐波阶次已经从6fch变为12fch，约9 600 Hz，且谐波幅值也较6fch时的小。这意味着在电平数较少的情况下，由于谐波阶次的提升，滤波器的体积可以相应地减小。同时，随着载波频率的增大，谐波阶次仍可进一步提升。由此证明，改进的调制策略可增加输出电平数量，增大输出电压的最小谐波阶次，改善输出波形质量。

图9c和图10c为两种调制策略下MMC的a相上、下桥臂子模块电容电压。可以看出，虽然调制策略不同，但因为电容电压平衡策略相同，所以电容电压波动基本保持一致，均控制在5%以下。这说明该电容电压平衡策略对所提出的改进型载波移相调制策略依然有效。

4.2 改进的载波移相调制策略通用性验证

表1所示为桥臂子模块N=6，传统调制策略与改进的调制策略下FBSM与HBSM的数量比为1∶1时，不同子模块排列下的输出相电压THD对比，其中H为HBSM，F为FBSM。从表2可以看出，采用传统调制策略时，排列2与排列4输出电压THD明显高于其他排列方式，实则为波形发生了畸变，说明该调制策略不适用于這两种排列。当采用改进的调制策略时，在所列排列下输出相电压THD均维持在6.0%～6.5%范围内。由于子模块排列众多，难以一一列举，因此只列举其中的几种作为参考。结合上节的理论推导可以说明，该改进的调制策略可用于子模块排列方式不同的混合型MMC。

表2所示为桥臂子模块N=6时，在FBSM与HBSM的数量比不同的情况下，采用改进调制策略时输出相电压THD对比。可以看出，当FBSM数量从0增加到6时，输出相电压THD保持在6%～6.5%范围内，其中：当FBSM数量为0时，MMC为半桥型MMC;当FBSM数量为6时，MMC为全桥型MMC。这说明FBSM与HBSM数量比的变化不会对调制结果造成较大的影响。结合表1可知，改进的调制策略是一种适用于混合型MMC的通用调制策略。

4.3 混合型MMC预充电策略的改进仿真

为配合本文提出的改进型载波移相调制策略，将文献[13]提出的基于半桥型MMC的闭环恒流充电策略加以改进，使其变为适用于所提混合型MMC调制策略的闭环恒流预充电策略。

图11为闭环恒流充电策略图，其中：Idc_ref为可控充电的参考电流;icj为j相桥臂环流;ucj（i）为j相上、下桥臂2N个模块的电容电压;urefj为j相充电参考电压;urefj（i）为j相第i个子模块的充电参考电压。

图12为系统启动0.5 s内MMC的a相桥臂电流。由图12可知，启动分3个阶段：0～0.23 s为第一阶段，0.23～0.30 s为第二阶段，0.30～0.50 s为第三阶段。第一阶段为不控充电阶段，此时开关Ks1断开，限流电阻Rlim处于接入状态，所有模块均被闭锁，电流大小随时间衰减。第二阶段为闭环恒流充电阶段，此时直流侧开关Ks1闭合，限流电阻Rlim被旁路，通过闭环控制对MMC进行恒流充电，仿真中设置Idc_ref=50 A。第三阶段为正常运行阶段，此时Ks2闭合，投入交流侧负载，MMC进入稳态运行。

图13为系统启动0.5 s内MMC的a相子模块电容电压，启动阶段时间分配与图12相同。由于桥臂电流均为从上到下正向流动，因此：在第一阶段，每相2N个子模块均闭锁，电容处于充电状态，该阶段结束时子模块最大电容电压达到Udc/2N=500 V;在第二阶段，由于闭环控制，子模块电容电压同步快速上升，最终达到电容平均工作电压1 000 V;在第三阶段，系统正常运行，模块电容电压在平均工作电压附近周期性波动。

采用改进的充电策略，两种不同类型的子模块能在同一时间段内统一充电，可以避免调制策略不同造成的分批启动，节省启动时间，加快混合型MMC的启动速度。

5 结束语

针对中压混合型MMC模块数较少、输出电压波形质量较差的问题，本文提出一种适用于中压直流条件的混合型MMC载波移相调制策略。首先，从理论上证明了当载波按照所提调制策略配置时，输出电压波形质量可得到有效改善。随后，通过建立仿真模型，验证了所提调制策略的有效性。通过对各类子模块排列方式不同和数量比不同的混合型MMC的仿真对比，验证了所提调制策略是一种通用的调制策略，其结果表明在不同MMC拓扑结构下输出相电压THD均保持在稳定范围内。为配合所提混合型MMC调制策略，本文还改进了一种基于半桥型MMC的闭环恒流充电策略，使其能适用于混合型MMC。不足之处在于，改进的充电策略只适用于逆变侧的混合型MMC，用于整流侧的混合型MMC充电策略仍然有待改进。进一步的研究方向为：混合型MMC拓扑结构下MVDC直流故障阻断策略的优化研究。

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（编辑 贾裙平）