基于DSP控制的交流电子负载的性能研究

安金龙，辛 斌，迟 颂，刘祥洋，宋桂英

(1.河北工业大学 省部共建电工装备可靠性与智能化国家重点实验室，天津 300130；2.河北工业大学 河北省电磁场与电器可靠性重点实验室，天津 300130)

0 引言

各类电力电子装置在研发试验中及出厂前需要进行严格的测试，来检测电源的性能和指标[1]。传统的负载测试存在着精度不足、成本昂贵和能量消耗大等许多缺点，与能源发展原则相悖，很难满足如今的测试需求[2-4]。交流电子负载是一种能够模拟真实负载的电力电子装置[5]，能够控制被测试电源的相位和幅值[6]，满足各种测试场合的需求[7-8]。能馈型交流电子负载除了能实现对任意负载进行模拟的功能之外，还能实现功率因数为1的逆变并网[9]。本文主要研究前级负载模拟部分的控制策略并进行性能分析。

本文以指令电流的控制方法为基础，针对负载模拟部分提出了一种指令阻抗控制结合SVPWM的单电流环控制策略，然后采用PWM变换器设计了一种交流电子负载，并给出了仿真结果以及实验结果，证明了该控制策略的可行性，能够精确地模拟线性负载和任意功率因数的感性负载和容性负载。通过实验数据还分析了不同开关频率下的负载模拟侧电流的谐波变化情况，当电子负载硬件参数已经固定的情况下，对电子负载开关频率的选择具有一定的指导意义。

1 交流电子负载主电路拓扑结构

交流电子负载的基本结构是PWM整流器，根据直流侧储能形式的不同，PWM整流器可以分为电流型PWM整流器和电压型PWM整流器[12]，本文采用的是应用范围更广的电压型PWM整流器。电压型PWM整流器的动态响应很快，网侧的功率因数很高，直流侧的电压可以控制还能实现能量的双向流动[13]。交流电子负载的主电路拓扑结构如图1所示。

图1 交流电子负载主电路拓扑
Fig.1 Main circuit topological structure of AC electronic load

主电路包括开关管IGBT T1～T6构成的三相电压型PWM整流桥和LCL滤波器。直流侧接有中间电容器作为电能储存单元，能馈型交流电子负载前级变换器实现电子负载模拟，后级变换器实现功率因数为1的逆变并网。本文主要研究前级负载模拟部分，所以后级的功率因数为1的逆变部分由直流侧电阻来代替。

2 系统的控制方案

2.1 负载模拟侧指令阻抗到指令电流的变换方法

负载模拟侧主要通过对交流输入端的电流的精确控制，模拟所需类型的负载[14]。三相交流电子负载在模拟不同类型负载时，需要将负载阻抗指令实时地转化为电流指令。电子负载模拟各种负载的精度直接由指令电流的精确性来决定。

若令

u=Ucos(θ+φu),θ=ωt，

则指令电流的瞬时值为

当前时刻的参考电流值i可以根据检测实时电压值U来得到，对单相交流电子负载来说，要实现上述算法，必须利用锁相环来产生所需要的同步信号。但是三相交流电子负载可以由三相电源电压相量的计算来产生所需要的同步信号。计算方法如下：

令

那么

同理，可以得到b、c两相的指令电流为

将上述推导写成矩阵为

(1)

因此当模拟阻抗负载时，通过给定需要的阻抗模值和阻抗角两个参数，便可以根据式(1)计算出所需要的电流指令。负载模拟部分的主要功能是精确控制其交流输入侧的电流，所以本文的控制策略不采用传统的双环控制，只对交流电源输入端电流进行控制，通过后级馈能部分完成能量回馈功能和直流侧电压稳定的功能[15]。所以负载模拟部分不考虑对直流侧电容电压的影响。

2.2 dq坐标系下基于指令阻抗的控制策略

负载模拟部分的控制方法大多是在abc三相静止坐标系下的，因为这种方法的谐波总含量相比于dq坐标系下的略小。但是，以电流的控制精度来说，静止坐标系下的精度相较于dq旋转坐标系要低。以电流的调节速度来说，在dq坐标系下的调节速度更快[16]。基于上述原因，本文提出了一种在dq坐标系下的指令阻抗的PI控制。常见的直接电流控制方法有三角波比较法、滞环PWM电流控制和空间矢量电流控制等[17]。滞环电流控制因开关频率不固定，不能满足本实验的需求。相比较于三角波比较法来说，SVPWM的电压利用率高出15%，除此之外SVPWM还具有开关损耗小、计算简单、适用于实时控制等优点，所以采用SVPWM更有优势。负载特性模拟部分的控制策略框图如图2所示。

图2中的ia*、ib*、ic*是通过本文所提方法变换后的指令电流，将指令电流和采集的电子负载交流输入侧的交流实际电流iabc进行3/2变换和dq变换，分别将变换后的指令电流的id*、iq*和实际电流的id、iq进行差值运算，将差值送到电流PI调节器中进行调节，调节器的输出值进行dq逆变换，最终通过SVPWM调制得到6路开关信号来控制IGBT模块工作。这样就对前级交流输入的电流进行了闭环控制，从而实现了对任意负载的电子模拟。相比较于传统的控制策略，本文所采用的控制策略具有以下特点：能够对负载模拟侧的交流输入端电流的电压和相位进行精确控制，开关频率固定，开关的损耗更小，电流的调节速度快，计算简单，电压利用率高等。

图2 负载模拟侧控制策略框图
Fig.2 Control strategy block diagram of electronicload simulation side

3 控制策略的仿真验证

利用MATLAB/Simulink工具箱，搭建了交流电子负载的仿真模型，系统参数如下：三相输入电压36 V，电压频率50 Hz，交流侧LCL滤波器输入电感分别为0.05 mH和1.9 mH，电容为6.5 μF，直流侧电容为2 000 μF，电阻为50 Ω，如图3所示。通过设置不同的阻抗指令，模拟了不同电阻、电感、电容值的组合负载。

图3 交流电子负载simulink仿真模型
Fig.3 Simlink simulation model of AC electronic load

在模拟纯阻性负载(|Z|=10，φZ=0°)、阻感性负载(|Z|=10，φZ=45°)及阻容性负载(|Z|=10，φZ=-45°)时交流侧A相输出电压u和电流i仿真波形如图4～6所示。

图4 模拟纯阻负载时交流输入端电流电压波形
Fig.4 Current and voltage waveform of AC input whensimulating pure resistance

由图4～6可知，交流电子负载交流输入端的电流都跟随了阻抗指令值，证明了该控制算法可以实现对交流电子负载阻抗的精确模拟。

图5 模拟阻感负载时交流输入端电流电压波形
Fig.5 Current and voltage waveforms at the AC input whensimulating resistance inductance

图6 模拟阻容负载时交流输入端电流电压波形
Fig.6 Current and voltage waveforms at the AC input whensimulating resistance capacitor

4 实验研究

为了验证本文所研究的交流电子负载模拟负载部分的拓扑结构和控制策略，搭建了基于DSP控制的负载模拟部分小功率实验平台，其开关器件采用IGBT模块，主控制器采用TI公司的TMS320F28335芯片，来实现本文所设计的控制算法。系统硬件参数如下：三相输入电压36 V，电压频率50 Hz，输出功率800 W，交流侧LCL滤波器输入电感分别为0.05 mH和1.9 mH，电容为6.5 μF，直流侧电容为2 000 μF。实验平台的硬件系统如图7所示，桥臂和测量点接线图如图8所示。

模拟纯阻性负载(|Z|=10，φZ= 0°)，开关频率为10 kHz。图9为交流输入端A相的实验结果，图10为电流波形的FFT分析，电流谐波总含量为3.38%。

模拟阻感型负载(|Z|=10，φZ= 45°),开关频率为10 kHz。图11为交流输入端A相的实验结果，图12为电流波形的FFT分析，电流谐波总含量为4.03%。

模拟阻容型负载(|Z|=10，φZ=-45°)，开关频率为10 kHz。图13为交流输入端A相的实验结果，图14为电流波形的FFT分析，电流谐波总含量为3.62%。

将上述几个实验结果与仿真结果对比分析后，在相同的指令阻抗下负载的电子模拟实验结果与上节当中的仿真结果相符合，证明了所设计的主电路和控制电路能够正常工作，从硬件上实现了对负载的电子模拟功能。该控制策略可以实现对负载模拟侧交流端输入电流的精确控制，证明了该控制策略的正确性。

图7 实验平台
Fig.7 Experimental platform

图8 桥臂及测量点接线图
Fig.8 Connection diagram of bridge arm and measuring point

图9 交流输入端模拟纯阻时实验波形
Fig.9 Experimental waveform of pure resistancesimulation in AC input

图10 交流输入端模拟纯阻时电流波形FFT分析
Fig.10 FFT analysis on current waveforms in AC input whilesimulating pure resistance

图11 交流输入端模拟阻感实验波形
Fig.11 Experimental waveform of resistance inductancesimulation in AC input

图12 交流输入端模拟阻感时电流波形FFT分析
Fig.12 FFT analysis on current waveforms in AC input whilesimulating resistance inductance

图13 交流输入端模拟阻容实验波形
Fig.13 Experimental waveform of resistance capacitorsimulation in AC input

图14 交流输入端模拟阻容时电流波形FFT分析
Fig.14 FFT analysis on current waveforms in AC input whilesimulating resistance capacitor

针对本文的实验装置，在硬件参数确定的情况下，为了进一步提高电子负载的性能，本文针对开关频率对电子负载性能的影响进行了实验研究。通过在模拟不同负载时，改变开关频率，测得不同的电流波形，并对不同的电流实验数据进行频谱分析。本实验在8.5～15 kHz的开关频率下，对纯阻负载、阻感负载(电流相位滞后30°、45°、60°)及阻容负载(电流相位超前电压30°、45°、60°)分别进行模拟实验。对实验所测得的电流逐个进行了分析，电流的总谐波畸变(Total Harmonic Distortion, THD)如表1所示。

表1加粗字体是在模拟不同类型的负载时，随着器件开关频率的变化，电流THD在该相位下的最低值。为了更直观分析在模拟不同类型的负载时开关频率的变化对谐波总含量的影响，根据表格的数据列出了在模拟不同类型负载电流THD最低时所对应的开关频率，如表2所示。

通过分析可以发现如下规律：在本实验硬件设备的条件下，随着开关频率的升高，交流输入端电流的高次谐波逐渐减少，影响THD变化的主要因素是低次谐波的含量。当实验设备参数确定后，对于模拟不同类型的负载来说，有相对应的开关频率能使电流THD相对较低。当在模拟纯阻负载时，整个系统开关频率在10 kHz附近时输入端电流的THD最低。当模拟阻感性负载时，随着角度的逐渐增大，电流的THD相对较低时对应的开关频率也逐渐增大。如阻感性负载(电流相位滞后60°)的电流的THD相对较低的开关频率范围在12 kHz附近。当模拟阻容性负载时，随着角度的逐渐增大，电流的THD较低时对应的开关频率逐渐增小。如阻容性负载(电流相位超前45°～60°)的电流的THD相对较低的开关频率范围在9 kHz附近。

表1 不同条件下的电流总谐波畸变Tab.1 Total harmonic distortion of current under different conditions %

表2 模拟不同类型负载电流THD最低时对应的开关频率Tab.2 Switching frequency for simulating load current of different types at the lowest THD

因此，本实验分析可以提供一种在实验设备硬件参数确定的情况下提高交流电子负载性能的方法：在模拟不同类型的负载时，可以选择不同的开关频率，使电流的THD最低，从而进一步提高交流电子负载的性能。

5 结论

为了实现交流电子负载对交流输入端电流的精确控制，达到模拟任意负载的效果。本文通过对比分析几种交流电子负载的控制策略，针对负载模拟侧的传统控制策略存在的不能精确模拟各种类型负载的问题，提出了一种指令阻抗结合SVPWM的控制策略，并给出了指令阻抗转化为指令电流的计算方法。通过MATLAB的仿真验证了该电路拓扑和控制策略的可行性。基于TMS320F28335 DSP控制器来设计控制系统，搭建了小功率实验平台，实现了上述方案，实验结果与仿真结果相符，证明了该控制算法能够精确实现对不同性质负载的电子模拟。在此基础上，针对器件开关频率对电子负载的电流THD的影响进行了实验分析，并总结了其变化规律。当电子负载硬件参数已经固定的情况下，在模拟不同类型负载时，为了提高交流电子负载的性能，可根据变化规律选择不同的开关频率，从而使电流的谐波总含量更低。