模拟开关通道间串扰机理分析及解决办法

2019-07-05任勇峰王小兵张凯华

兵器装备工程学报 2019年6期

任勇峰,王小兵,张凯华

(中北大学，太原 030051)

多通道采集系统由于能够同时测量多通道传感器数据，广泛应用于机车检测、航天测试等众多领域。对于多通道采集装置，为了节省资源，最常用的方法是采用模拟开关，通过分时复用的原则，利用一个主控器对多个通道的传感器信号进行采集。在采集过程中，随着采集信号采样率不同，如果设计不合理，通道间会产生串扰影响，当采样率过大时,串扰会变得非常明显甚至会影响其他通道的采集。面对通道间的串扰问题，普遍采用的方法是采用性能好的模拟开关。如杜红棉、祖静等[1]，对模拟开关的性能进行分析，得出通道间串扰主要取决于模拟开关自身的泄露电流、切换速度、导通电阻、电源电压以及通道数量范围。通过了解相关参数后，一方面选择了性能优异的模拟开关；另一方面对信号进行分组采集。肖天雷等[2]对采集的信号的频率进行分析，提出降低采样率的方法来消除串扰。为了减小串扰，前者选用性能优异的模拟开关，后者降低自身的采样率。一般的模拟开关自身的-3 dB带宽可以达到20 MHz，20 MHz的总采样率完全能够满足正常测量系统的要求，但是人们总是选择利用模拟开关1/10的带宽，来确保通道间正常的采集，这无疑是对模拟开关带宽的一种资源浪费。

1 理论分析

采集系统采用温度采集装置，可以同时采集200路温度信息并在上位机上实时显示。具体采样电路如图1所示。

图1 采样电路

在采集链路中，传感器输出信号经过运算放大器输出给模拟开关，再由模拟开关传输给ADC。此采集模型为通用采集模型，经过对模型构成进行分析，建立了此采集电路的动态等效电路模型。对于传感器、模拟开关等组成的测量电路，其总阻抗呈现容性，其等效电路如图2所示。在此模型中，US代表恒压源，UC代表模拟开关的输出电压，R1为调理跟随电路的输出阻抗，R为模拟开关的内阻，两者共同组成RC电路中的阻抗R。(C1、C2、…、Cn)为模拟开关以及后续链路的分布电容，构成RC电路中总的分布电容值C。

图2 RC等效电路

模拟开关切换后，对当前调理后的输出电压进行测量，正常情况下，由于在模拟开关切换之前的电路也有电压输出，该路输入不为0，会对该当前通道造成影响，即该通道的初始状态也不为零。因此该电路是由输入和初始状态两者共同引起的全响应电路，该电路等效为RC串联并且接通恒压源的电路[3]。根据一阶RC电路的零输入相应和零状态相应之间的关系可以得出实时采集中电路的输出电压UC(t)的表达式为：

(1)

式(1)中,US为电路的稳态输出电压值;U0为电路转换前分布电容的充电电压(初始值)。

UC(t)即为RC等效电路切换通道后的全响应表达式[4]。根据UC(t)的表达式，可以得出其变化曲线如图3所示。当U0US，电容由U0放电至稳定的US；当U0=US时不存在过渡过程，电路直接进入稳态过程。在理论分析上，当t→∞时，过渡过程才是理论上的结束。

图3 UC(t)变化曲线

对响应函数进行分析,经过一个τ的时间，UC(t)很快从U0下降到初值的36.8%，经过5τ的时间，此时响应已经下降到1%以下，几乎接近为零。一般认为，当响应衰减到其初始值的5%时就到达平稳过程，这样经过3τ的时间就能够达到所需的稳态。此方案中选用的模拟开关为ADG706，它的内阻为2.5 Ω，典型的访问时间为40 ns[5]。模拟开关从通道1切换到通道2时，设定通道1的输出电阻为51 Ω，通道2的输出电阻为200 Ω，这两个参数的采样等效电路如图4。

图4中，R1和R2分别代表通道1和通道2的输出电阻，R为模拟开关自身的导通电阻，C为模拟开关的分布电容。由于图4的电容是由分布参数引起的，ADG706内分布电容200 pF，因此以下分析时按照200 pF进行分析，实际情况要大于此值。根据系统设计，设置的模拟开关开通一通道的时间为200 ns，如果采样编码点设置在中点，那么即在约100 ns处采样。设定通道1被测电压为2.5 V，则当模拟开关选通道1时，其输出的电压对分布C充电，此时该电路可以等效为零状态响应电路，时间常数τ1=10.7 ns。经过53.5 ns，即5τ1的时间后，则可近似认为此电压等于参数的稳定输出电压。在100 ns处进行采样，时间大于要求稳定所需的时间，因此不会影响通道1的输出电压。

图4 通道切换等效电路

设定通道2的输出电压为1.25 V，当模拟开关从通道1切换到通道2时，分布电容C要对通道2的电路进行放电，放电时间常数τ2为40 ns。设置采样编码点在100 ns，100 ns相当于2.5τ2，分布电容C放电到此时被主控器采样编码经过5τ2的时间即200 ns大于100 ns，因此上一通道的电压会对下一通道产生影响。放电电压的有效幅度为1.25 V，由此可得此时分布电容的电压UC(t)=1.25+0.071 6=1.321 6 V，其中0.071 6 V即为模拟开关由通道1切换到通道2时产生的串扰。AD7621的参考电压为2.5 V，分辨率为62.5 μV，则将0.071 6 V编码量化后，数字量高出正常值1 120个分层值，这是相当大的误差。通过对比可以得出通道的稳定时间越短，对后续的电路影响越小。决定通道稳定时间的为τ，通道时间常数在同样的测试条件下(链路分布电容一定)，其大小主要来自于前级的输出电阻。

2 测试结果

通过分析得出模拟开关的稳定时间常数是产生通道串扰的主要原因。时间常数由前级的输出阻抗R和分布电容C共同决定。但对于选定的电路，通道的分布电容C为定值，所以对电路的分析等价于对前级输出阻抗的分析。为了对以上理论分析结果进行直观的描述，用示波器监测模拟开关输入端的信号波形，即监测图4中的1、2点。通过改变电阻R1的阻值来改变前级调理电路的输出阻抗(R1的阻值分别设置成0 Ω、51 Ω和1 kΩ)。图5-图7分别是在不同输出阻抗的情况下测得的波形图。

图5为增加0 Ω输出电阻时测得的波形图，通道上升沿陡峭但是在通道切换的瞬间，出现微小的抖动；图6为增加51 Ω输出电阻，抖动现象缓解并且整个通频带的信号波形稳定；图7为增加1 kΩ输出电阻，可以看出在1 kΩ阻抗的情况下，采样脉冲的上升沿出现缓变，即达到通道稳定时需要的时间增加。通过以上设置对比，可以得出:在单路输出的情况下，随着调理电路输出电阻的增加，通道的稳定时间逐渐的增长。当应用在多路输出的环境中，随着输出阻抗的变化，在上一通道切换到下一通道时并且在输出电阻较大的情况下，通道稳定需要较长的时间，如果在未稳定时取样就会对输出结果产生影响。图8和图9为双通道切换时信号的波形图。

图5 0 Ω阻抗波形

图6 51 Ω阻抗波形

图7 1 kΩ阻抗波形

图8 通道1和通道2间串扰图(51 Ω和200 Ω)

图9 通道1和通道2件串扰(1 kΩ和1 kΩ)

图8为通道间输出电阻不同的波形图，两个通道的输出电阻分别设置为51 Ω和200 Ω，可以看出输出电压达到稳定时需要190 ns，如果采样点设置在190 ns以后，上一通道的信号不会影响下一通道，就不会产生通道串扰。在正常采集的情况下，如果采取中间取样的方式，实际应用模拟开关的带宽只有2.6 Msps，而理论上的带宽可以达到20 Msps，这就是对模拟开关带宽的一种浪费。图9为两通道输出电阻都为1 kΩ时的波形图，此时波形完全失真，如果按照在波形持续时间的中点取样会造成取样数据的不准确，必须降低采样率以增加采样时间。通过以上分析可以得出，较小的输出电阻能够使电路在切换时较快的达到稳定，较大的输出阻抗会使通道的稳定时间增长，这样会减小模拟开关的有效带宽。

3 解决办法

在对信号进行滤波和幅值的处理后，为了减小输出电阻和增大带负载能力，在输出部位增加了电压跟随器进行阻抗变换，保证以较小的输入阻抗进入模拟开关。实际情况，运放的输出电阻不为理想状态的0 Ω，设计选用AD8608，其输出阻抗为12 Ω，阻抗很小可以认为是理想情况。为了对传输线的阻抗进行匹配，并且保证较小的输出电阻，还需在跟随器的输出端串接51 Ω电阻，但这样增加了模拟开关的输入阻抗。经过分析，串接51 Ω电阻虽说增加了输出阻抗，因为阻值很小，所以增加的稳定时间很小，并且对信号的反射有很好的抑制，不会出现尖峰抖动和振荡的情况。经过折中，选择进行阻抗匹配是最优的选择。由图6和图7对比可以看出增加阻抗电阻尖峰脉冲得到很好的抑制。在增加阻抗匹配后，保证跟随器后端的“清洁”，串接电阻和增加电容都会增加模拟开关通道的稳定时间。可以看出图10中RC电路的充放电时间很短为50 ns，即与理论上20 Msps采样率相当，在模拟开关允许的通带内不会对下一通道产生影响[6]。当进行阻抗匹配后，采样点设置在50 ns(如图10)以后可以正常采集，而不进行阻抗时能够正常采集的时间至少需要190 ns(如图8)，对以上数据进行对比可以看出采取阻抗匹配后对模拟开关带宽的利用率有很大的提高。

4 数据验证

在已有平台基础上对串扰机理进行数据验证，按照以上分析，传感器信号通过调理、阻抗匹配后直接进入模拟开关。通过相应的上位机对数据进行分析，输出阻抗为50 Ω时数据分析图如图11。此结果是采样点设置在100 ns处的情况下得出。图11中分层值跳动36个即2.25 mV，与上述组阻抗为200 Ω时跳动1 120个分层值有很较大提高，表明在已有的基础上可以增加采样率而不产生通道串扰。