基于BPNN-PID算法的改进型DC/DC 变换器控制系统研究

周习祥

(益阳职业技术学院，湖南 益阳 413049)

引 言

DC/DC 电源的研究与技术发展趋势是电气隔离、高功率密度、高频率开关、低电压大电流、能量能双向流动、模块级联等。经过30 多年的发展，出现了Buck 变换器、Boost 变换器、H 桥变换器等10 多种变换器，应用在多种场合，但多数变换器的功率开关器件均处于硬开关状态，容易对功率开关器件造成破坏［1-4］，同时，DC/DC 变换器在控制性能方面仍然存在许多问题，主要表现在:缺少方便应用于控制系统设计的大信号离散模型;常规的控制算法对开关变换器的控制无法获得满意的效果;复杂的算法难以提高控制器的数据处理速度。由于DC/DC 变换器是一个强非线性离散控制系统，许多参数是时变的，为了达到比较理想的控制效果，出现了许多的新的DC/DC 变换器的控制策略，如: 鲁棒控制、自适应控制等［5-9］，但如何将这些控制策略应用在DC/DC 电源控制系统尚鲜见报道。

综上所述，为了提高DC/DC 变换器信号处理速度与控制精度，本文先对传统H 桥DC/DC 变换器主电路进行了改进，在其超前臂加箝位二极管，滞后臂加辅助网络，使变换器获得良好的零电压开关效果。然后提出了基于BPNN-PID 混合算法的隔离型H 桥ZVS DC/DC变换器控制策略，并对主电路与控制系统进行了参数设计、建模与仿真，利用DSP TMS320LF2407 数据处理平台对变换器控制系统进行了实验。仿真与实验结果表明该系统响应时间短、控制性能优良，改进方案提高了系统处理速度和控制精度。

1 传统隔离型H 桥DC/DC 变换器主电路

传统隔离型H 桥DC/DC 变换器主电路拓扑与电路工作波形如图1 所示，变换器一个开关周期实际上存在12 个不同的工作过程［4-9］，首先对电路做以下假设:

(1) 所有开关元件均为理想元件。

(2) 所有电容，电感和变压器均为理想元件。

(3) C1= C3= Clead，C2= C4= Clag。

(4) Lf＞＞Lr/n2，n 为原副边匝数比。

工作模态0，即t0时刻，为原边电流iP正半周功率输出过程。原边给负载供电，Q1和Q4导通，整流管DR1导通，DR2截止。

图1 传统H 桥DC/DC 变换器

工作模态1，即t0～t1时间段，为超前臂的谐振过程。在t0时刻关断Q1，切断了电源供电通路，C1的电压从零开始线性上升，电容C3的电压从Uin线性下降［10-15］，C1、C3的电压分别为:

工作模态2，即t1～t2时间段，为正半周箝位续流期，D3导通，将Q3的电压箝在零位，Q3开通，但没有电流，原边电流由D3流通［4-6］。Q3和Q1驱动信号之间的死区时间td(lead) ＞t01，原边电流等于折算到原边的滤波电感电流ip(t) = ilf(t) /n。t2时刻，原边电流下降到:

工作模态3，即t2～t3时间段，为关断后滞后臂谐振过程。这段时间里实际上谐振电感Lr和C2、C4在谐振工作。电容C2、C4的原边电流ip和电压分别为:

t3时刻，C4的电压上升到Q3和D2自然导通，这个阶段持续时间为:

工作模态4，即t3～t4时间段，谐振结束，D2导通续流，原边电感储能返回电网，原边电流ip线性下降到零点。这一过程的原边电流表示为:

这个阶段持续时间为:

Q2和Q4驱动信号之间的死区时间td(lag)＞t23，即:

工作模态5，即t4～t5时间段，为开关管关断期。原边电流ip由正方向过零，并且向负方向增加，流经Q2和Q3，原边绕阻电压仍为零，谐振电感两端电压是电源电压Uin，原边电流到t5时刻，整流管DR1关断，DR2流过全部负载电流。这个阶段的持续时间为:

工作模态6，既t5～t6时间段，为电源能量传输期。电源给负载供电，t6时刻，Q3关断，这个阶段内，原边电流为:

因Lr＜＜n2Lf，原边电流可简化为:

t6时刻变换器开始另一个半周期的工作。

传统电路存在两个明显的弱点:

(1) 的能量靠的是变压器漏感和副边滤波电感Lf中的能量，容易实现ZVS; 滞后桥臂Q2、Q4实现ZVS 的能量靠的是变压器漏感的能量，实现滞后桥臂ZVS 难度大。

(2) 副边占空比丢失问题:在t2～t5和t8～t11时间段，由于Lr的存在，存在原边电流换向时间，原边不足以提供负载电流，此时，副边回路二极管均导通，导致变压器次级短路，输出电压为0，使副边就丢失了t2～t5和t8～t11时间段内的电压方波。

2 改进型H 桥DC/DC 变换器主电路设计

2.1 主电路改进目的

改进型H 桥ZVS DC/DC 变换器主电路如图2 所示，其主电路工作波形如图3 所示。该电路的设计思想为:

(1) 为了减小副边占空比丢失，改善滞后臂ZVS 效果，在滞后臂增加辅助谐振换流网络La和Ca。利用辅助谐振电感La的能量，可以在较宽的负载范围内实现滞后臂的零电压开关，减小副边占空比的丢失。

(2) 为了减小轻载条件下滞后臂开关管损耗，减小副边寄生震荡，在变换器原边侧采用二极管箱位缓冲电路(VD1、VD2) 与换向电感Lc，在变压器漏感减小时保证较宽的ZVS 范围; 采用隔直电容Cd，有效抑制直流分量。

图2 改进型H 桥ZVS DC/DC 变换器主电路拓扑

图3 主电路工作波形

2.2 改进型主电路工作过程

t0～t2时间段: t0时刻，开关状态为主动状态，DR1、DR4导通，此后，开始向被动状态转换，等效电路与简化电路如图4 所示，激磁电感电流im与iP共同为隔直电容Cd和超前臂上电容充电，两个电容上的电压分别为:

在被动状态(t1～t2) 下，Clead上电压为0，加在励磁电感上的电压等于隔直电容电压，隔直电容电压很小，励磁电流可以近似不变，电流为同时，可得:

图4 开关状态由主动状态到被动状态转换的等效电路与简化电路

t2～t5时间段:这个阶段是副边二极管的换流阶段，加在主变压器上电压为0，励磁电流im仍维持在Im不变，这个时段开关状态由被动状态转换到主动状态，等效电路如图5 所示，有:

其中:

图5 开关状态由被动状态到主动状态的等效电路

t3时刻，UC2上压降为Uin，原边电流IP降到I3，此后开通Q2，即可实现零电压开通，同时，副边二极管DR1、DR4关断，DR2、DR3继续导通，换向电感Lc的电流达到－［(iL+IRP) －Im］，D2上流过的电流为nIRP，在此之后线性下降直至零。由于D2的导通，使得B 点电压箝在0V，副边电压箝在n［Uin+ Ucd(t5) ］，因Ucd(t5) 约为0，副边电压可近似为nUin，这样就消除了桥式整流的尖峰电压和二极管反向恢复造成的损耗。由于Lr＜＜L＇，励磁电流im以斜率Uin/Lm线性下降，到t6时刻到达－Im，此后开始另一个半周的工作。

3 基于BPNN-PID 算法的DC/DC 变换器系统控制策略

BP 神经网络具有逼近任意非线性函数的能力，学习算法简单明确，利用BP 神经网络的自我学习能力可以找出最优的P、I、D 参数。变换器控制系统采用BPNN-PID 算法，对PID 控制参数进行在线调整，使PID控制参数达到最优，进而使DC/DC 变换器控制效果达到最优，系统控制策略框图如图6 所示。

图6 基于BPNN-PID 的变换器系统控制策略框图

3.1 BP 神经网络结构

BP 神经网络结构如图7 所示，控制系统的输入为:

经过状态转换后输出三个值x1、x2、x3，作为BP 神经网络的输入:

图7 BP 神经网络结构

输出层分别对应Kp、Ki、Kd3 个可调参数，输出层神经元的激发函数取非负的Sigmoid 函数:

性能指标函数为:

网络输入层的输入为:

网络输出层的输入、输出为:

3.2 PID 参数自适应调整方法

学习算法按照负梯度方向法则，沿系统误差的负方向调整权值w(k) ，使E(k) 快速趋近于零。

其中，η 为学习系数。

单个神经元权值的学习算法为:

其中，

式中，ηP、ηI、ηD为相应的学习系数。

4 改进系统的建模、仿真、实验

利用Matlab 软件对变换器控系统进行建模，得到改进型DC/DC 变换器主电路及控制系统仿真模型，如图8所示。

4.1 改进型DC/DC 变换器主电路及控制系统参数设计

根据变换器主电路设计原理及系统控制策略，对主电路元件参数及控制系统相关参数进行设计，参数设计结果见表1。

图8 变换器主电路及控制系统仿真模型

表1 参数设计

4.2 仿真分析

为了验证控制系统的稳态工作性能，对稳态工作时的系统进行了仿真，仿真结果如图9 所示。由图9(a) 可知，当开关管驱动电压UG2由0 V 变为15 V 时，漏源电压UDS2己经提前下降为零，此时开通开关管，实现了零电压开通。当开关管驱动电压由15 V 变为0 V 时，漏源电压依然为0 V，开关管实现了零电压关断，仿真结果表明变换器开关管实现了零电压开关。同时，由图9(b)与图9(c) 可知，系统开机后65 μs 左右达到稳定，表明系统稳态工作性能良好。

图9 系统稳态工作仿真波形

为了验证控制系统的动态响应性能，对系统动态响应进行了仿真，仿真结果如图10 所示。通过改变负载电阻阻值的方式来验证控制系统的动态响应效果，在100 μs 时，将负载电阻阻值由0．5 Ω 切换到2 Ω，由图10 可知，当负载减轻时，输出电压增加，为了稳定输出电压，控制系统使开关管驱动信号脉冲宽度变窄，但此时开关管漏源电压有所增加，并伴有一定的失真，动态响应时间约为60 μs 左右，输出电压波动为±4 V 左右。仿真结果表明了系统动态响应速度快、效果好。

图10 系统动态响应仿真波形

4.3 实验结果分析

系统采用具有实时数据处理功能的 DSP TMS320LF2407 实验平台，将BPNN-PID 混合算法嵌入DSP 芯片实现在线运行。变换器工作时，输出电压通过采样电路，将电压输送给DSP TMS320LF2407 A/D 变换端子，然后与给定基准电压进行比较，得到误差信号，通过内部程序运算，控制DSP PWM 信号脉冲输出，PWM信号经隔离、分相电路处理后，输出移相脉冲，由驱动电路放大驱动开关管工作。系统稳态时开关管驱动电压、漏源电压和输出电压实验波形如图11 所示，系统负载突变时开关管驱动电压、漏源电压和输出电压动态响应波形如图12 所示。由图11 可知，系统处于稳态时，开关管工作于ZVS 状态，开关管漏源之间承受的脉冲电压峰值最大约为360 V，输出电压纹波小，系统稳态工作性能良好。由图12 可知，当负载突然变轻时，开关管驱动脉冲宽度变窄，脉冲宽度由10 μs 调整为8 μs 左右，因开关管导通时间变短，与之并联的电容上电压有所上升，开关管在输出电压调整过程中，漏源电压峰值最大约为480 V 左右，输出电压经过70 μs 左右达到稳定，实验结果验证了该控制系统设计的正确性与合理性。

图11 稳态时开关管驱动电压、漏源电压和输出电压实验波形

图12 负载突变时开关管驱动电压、漏源电压和输出电压动态响应波形

5 结束语

DC/DC 变换器种类繁多，应用在不同场合，但DC/DC 变换器是一个时变的系统，当输入电压或负载发生变化时，变换器需要根据各种时变情况快速响应，以提高系统的稳定性。本文对H 桥隔离型ZVS DC/DC 变换器主电路进行了改进与设计，对基于BPNN-PID 混合算法的变换器控系统进行了建模与仿真，利用DSP TMS320LF2407 实验平台实现了对变换器PWM 脉冲宽度的在线调节，进而达到快速调整与稳定输出电压的目的，仿真与实验结果表明该系统响应时间短，控制性能优良，系统的稳定性得到了提高。