一种磁集成零电压软开关推挽电路的研究

2019-06-12潘三博

上海电机学院学报 2019年1期

邓康，潘三博

(上海电机学院电气学院, 上海 201306)

随着分布式新能源系统的快速发展，电力电子变换器得到了广泛应用[1-3]。在光伏发电、储能系统、燃料电池等领域中，光伏板、储能电池或燃料电池的输出电压比较低，故一般需要高升压比的DC-DC变换器来升压；同时由于分布式新能源系统环境条件的限制，对变换器的功率密度提出一定的要求。因此，研究高升压比、高功率密度的变换器具有重要意义。

对隔离型拓扑来说，高升压比一般采用高匝比的变压器来实现，拓扑多采用反激电路[4-6]或移相全桥等桥式电路[7-8]，也有文献结合了耦合电感[9-10]、开关电容[11-12]等方式提高升压比。利用变压器的高升压比电路具有变压器一次侧电压低电流大的特点，而推挽电路本身就非常适合低压大电流的应用场合，并且具有开关器件少、驱动电路无需隔离的优势。但传统的推挽变换器存在偏磁问题，且硬开关状态下效率低。有研究提出了推挽电路的几种改进型拓扑，如文献[13]提出谐振型推挽变换器，但占空比不便于调整；文献[14]提出有源钳位型推挽变换器，但开关管较多控制复杂；文献[15]提出三管型推挽电路，实现了软开关且具有电路简单的优势，但由于电路中存在谐振电感，会有占空比丢失,不利于电路精确控制。近年来磁集成技术逐步成为研究的热点，但为了减小体积将电力电子变换器的变压器与电感等磁性元件集成在一起[16]。也有些应用在交错并联电路中[17]，利用互感减小电流纹波。文献[18]提出一种利用集成磁件抑制全桥变换器占空比丢失的结构，具有一定参考意义。

在基于三管式推挽变换器的拓扑结构中引入磁集成器件，提出利用磁集成技术减少占空比丢失的改进型零电压开关(Zero Voltage Switching, ZVS)推挽电路，其二次侧采用倍压整流电路，滤波电感被拆分为滤波电感与变压器两部分，构成1个集成磁件。在提高功率密度、减小体积的同时，通过集成磁件的耦合电感改善了传统三管式推挽变换器占空比丢失的问题。本文首先构建了集成磁件的数学模型，然后分模态分析了改进型电路的工作原理，最后通过pSpice仿真进行了验证。仿真结果表明，电路3个开关管均实现了ZVS，且相较于普通三管推挽电路，占空比丢失情况得到了改善。

1 改进型ZVS推挽电路

图1为磁集成ZVS推挽电路，可分为一次侧三管推挽电路、磁集成器件和二次侧倍压整流电路3个部分。一次侧电路中，Q1、Q2和Q3为三管推挽电路中3个MOSFET开关管，其中Q1、Q2为传统推挽电路的主开关管，Q3为三管推挽电路添加的辅助开关管；D1、D2、D3为3个开关管的寄生二极管；C1、C2、C3为3个开关管的寄生输出电容和外并电容之和；Uin为输入电压；Uo为输出电压；匝比为NP1∶NP2∶NS，两个一次侧绕组的漏感为Llk1、Llk2。Lf1、Lf2为滤波电感，绕制在磁芯左右两边柱上，匝数分别为NLf1和NLf2。二次侧倍压整流电路由二极管D4、D5和电容C4、C5构成。

图1 磁集成ZVS推挽电路

2 集成磁件的数学模型

磁集成器件结构如图2所示，由图2(a)可知，磁芯包括两个滤波电感和1个带中心抽头的变压器，3部分共同集成在一个EE型磁芯中。变压器为一次侧带中心抽头的三绕组变压器，一次侧和二次侧绕组均绕制在磁芯中柱上。

图2 集成磁件示意图

图2(b)所示为集成磁件的磁芯结构等效磁路图，其中ΦLf1和ΦLf2分别为两边柱上电感绕组所产生的磁通；ΦT为中柱上变压器所产生的主磁通；iLf1和iLf2分别为两边柱上滤波电感电流，iP1、iP2和iS分别为一次侧和二次侧电流。磁芯结构中两边柱和中柱取相同气隙，Rm1、Rm2和Rm3分别为三柱的磁阻，则Rm1=Rm2=2Rm3。取NLf1=NLf2=NLf，NP1=NP2=NP。根据图2(b)磁路图可得

(1)

对集成磁件中两滤波电感的电压ULf1和ULf2，由电磁感应定律可得

(2)

结合式(1)和式(2)，推得两滤波电感的数学模型为

(3)

通过电感数学模型式(3)可知，电感电压主要受3因素影响。第1项为两滤波电感的自感Lf1和Lf2造成的影响；第2项为两滤波电感间互感MLf造成的影响；第3项为变压器一次侧电压所耦合到滤波电感的电压，kT为电压耦合系数。在分布式新能源系统中，升压变换器一次侧电压一般较低，且相对于变压器匝数，滤波电感匝数一般较少，即式中第3项kT与UP均较小，故可忽略式(3)的第3项，将集成磁件中的电感简化为普通耦合电感数学模型。

3 电路开关过程

电路开关过程的主要波形如图3所示，其中ugs1、ugs2、ugs3为3个开关管Q1、Q2、Q3的驱动信号；uds1、uds2、uds3为3个开关管Q1、Q2、Q3两端的电压；i1、i2、i3为流经3个开关管的电流；Q1和Q2两主管的驱动信号ugs1和ugs2占空比大于50%，ugs2相位滞后ugs1180°；辅管Q3驱动信号ugs3的频率是主管驱动信号ugs1和ugs2的2倍，若忽略死区时间，在逻辑上可视ugs3为ugs1和ugs2的与非关系。

图3 主要波形示意图

图4所示为电路的1个周期，可分为8个模态，其中前半周期和后半周期对称，现结合开关驱动时序图与各模态等效工作电路来详细解释各个阶段工作过程。在分析过程中，集成磁件中的变压器按照传统变压器模型来分析，集成磁件中的耦合滤波电感只有在两电感对应电路共同导通时按照耦合电感模型进行分析，单独导通时依然按照独立电感进行分析。

(1) 模态1[t1—t2]。在t1时刻前，开关管Q1和Q3导通，经变压器传递能量到二次侧，一次侧电压为Uin，二次侧电压为nUin。D5导通，二次侧滤波电感Lf2储能，电感电流ilf2给电容C5充电。

图4 各模态下的等效电路

在t1时刻关断开关管Q3，由于并联电容C3存在且假定其足够大，则Q3两端电压不能突变，Q3可实现零电压关断。二次侧由滤波电感Lf2续流，且二次侧电流经变压器折射到一次侧，与电容C2和C3谐振，C2电压从2Uin开始下降，C3电压从零开始上升。对变压器一次侧两绕组取Llk1=Llk2=Llk，由基尔霍夫电压定律可得

(4)

在此阶段，电流i1迅速下降，i2反向上升，从而维持变压器总磁场能量不突变。在t1时刻有i1=i3=ip，根据节点电流定律有

(5)

假定两滤波电感上能量足够且死区时间足够，则在t2时刻电路进入稳态，此时有

(6)

可解得此段持续时间为

t12=4CUin/ip

(7)

此时uds2=0，Q2的反并联二极管D2导通，从而为t2时刻Q2的零电压开通提供了条件。

(2) 模态2[t2—t3]。在t2时刻驱动开关管Q2导通，由于二极管D2已经导通，Q2可实现ZVS开通。此时电源断开，变压器一次侧由于漏感存在，续流进入环流阶段，环流方向如图4(b)虚线所示。变压器一次侧形成环流，二次侧由D5续流。各变量可表示为

(8)

(3) 模态3[t3—t4]。开关管Q1在t3时刻驱动关断，因并联电容C1的存在且假定其足够大，则Q1两端电压不能突变，Q1可实现ZVS关断。Q1关断后其电流i1迅速减小，此时一次侧电流折射到二次侧值小于滤波电感电流。在电路一次侧，漏感Llk1、Llk2和电容C1、C3共同谐振，C1两端电压uds1上升，C3两端电压uds3下降；变压器二次侧电流is受一次侧谐振电流控制，二次侧二极管同时导通，维持滤波电感电流续流。

uds1从0开始上升，uds3从Uin下降。此阶段各变量可表示为

(9)

在漏感能量够大的情况下，电路在t4时刻进入稳态，此时

(10)

若结合式(9)与式(10)，求解该过程较为复杂，可利用初始条件i1(t3)=i2(t3)简化计算，电路到达稳态的时间近似为

t34=4CUin/i1(t3)

(11)

(4) 模态4[t4—t7]。可将此模态分为3个小阶段分析：① [t4～t5阶段]，t4时刻开通开关管Q3，假定变压器漏感足够，则t4时刻一次侧电流反向流过Q3的反并联二极管D3，Q3可实现ZVS开通。Q3开通后，一次侧电流从负值开始上升，变压器二次侧开始换流，滤波电感Lf1的电流iLf1逐渐减小，iLf2逐渐增大。在t5时刻，两滤波电感电流相等，即iLf1=iLf2，此时一次侧电流ip=0，在此时刻起一次侧电流完成换向，一次侧电流由图5(d)中实线电流方向转换至虚线电流方向，电路进入下一阶段。② [t5～t6阶段]，t5时刻变压器二次侧绕组的电压开始迅速反向，一次侧绕组电压也随之反向。一次侧电感和C1谐振，uds1从Uin上升到2Uin，uNp2从0上升到Uin，此时进入下一个阶段。③ [t6～t7阶段]，这一阶段电路正常导通，能量经变压器传递到二次侧，滤波电感Lf1电流线性上升，有

(12)

4 减小占空比丢失

根据上文分析，在模态4中，第①阶段Q3开通后，一次侧电流从负值开始上升。由于一次侧电流为负值，故此阶段无论是否开通Q3，电流均逆向流向电源，电源无法通过Q2、Q3向负载传递能量，造成占空比丢失。

对模态4的第①阶段，将变压器漏感Llk折算到二次侧，对一次侧电流ip，有

ip(t)=nis(t)=n(iLf1(t)-iLf2(t))=ip(t4)-

(t-t4)

(13)

5 仿真分析

在pSpice中搭建电路模型并进行仿真分析。设定输入电压60～90 V，输出电压400 V，主管开关频率50 kHz，辅管100 kHz，仿真中各器件参数如表1所示。

表1 主电路参数

图5所示为开关管Q1的开关过程波形图。由图可知，当驱动开关管Q1关断时，由于并联电容C1的作用，开关管Q1两侧电压没有发生突变，Q1实现了ZVS关断；驱动Q1开通时，由于二极管D2已经导通，Q1流过反向电流，实现了ZVS开通。图6所示为开关管Q2的开关过程波形图，其ZVS开关过程与Q1类似，Q2也实现了ZVS开关。

图5 主管开关过程

图6 辅管开关过程

图6(a)为开关管Q3的开关过程波形图。驱动Q3开通时，其反并联二极管D3已导通，流过反向电流，实现了ZVS开通；驱动Q3关闭时，由于并联电容C3的作用，也实现了ZVS关断。为了验证集成磁件减小占空比丢失的效果，分别仿真采用分立滤波电感和耦合滤波电感情况下辅管的开关过程，图6(b)为采用分立电感情况下的开关过程，图6(a)为假定两滤波电感耦合系数为0.7的情况下，得到的仿真结果。通过对比可以看出，采用集成磁件以后，反向电流快速恢复到0，从而缓解了占空比丢失的问题。