基于单级AC-AC变换器的无线输电系统*

黄雅琪，肖文勋

(华南理工大学电力学院，广东 广州 510641)

近年来，无线电能传输技术成为一种备受关注的传能方式，其原理是利用线圈的磁耦合结构在谐振状态下形成的强耦合实现能量传递。目前普遍使用的无线输电系统主要由以下几个部分构成：AC-DC整流、高频DC-AC变换、磁耦合结构和负载[1-2]。其中，AC-DC模块将工频交流电整流成直流电，供给高频DC-AC变换模块作为输入直流电源。为了进一步提高电能的利用率，AC-DC模块通常有功率因数校正的功能。为了增大无线电能传输的距离、提高耦合线圈之间的传输效率，通常将AC-DC模块的输出逆变成高频的交流电作为发射线圈的输入电源。用于无线输电系统的高频DC-AC变换器有全桥型、半桥型和E类放大器等拓扑结构。全桥型电路根据耦合线圈结构的不同又分为电压源型和电流源型[3-5]。由以上四部分组成的无线输电系统级联较多，不仅增加了系统的成本、体积，还降低了功率密度，同时也使得系统的控制变得较为复杂。

除了改善高频逆变电路的性能外，改善从工频交流电到直流电的整流环节也是一个选择。通过将不控整流和Boost PFC优化成一个单级电路，也可以大大改善系统的损耗。此外，也有研究将PFC环节与隔离型DC-DC变换器优化成一个单级电路。文献[6]和[7]提出了一种只使用一个开关管的单端准谐振变换器。文献[8]和[9]用单级Z源电路代替了PFC环节，但此种方法仍需保留前级的不控整流电路。文献[10]提出一种将无桥Boost PFC电路和全桥电路融合在一起的单级谐振变换器，减少了开关管的数量并改善了效率。文献[11-13]研究了一种基于双向开关的能量注入式AC-AC直接变换器，但是能量注入式AC-AC直接变换器缺少PFC整流环节，并不能保证输入电流的品质。当负载变化导致一次侧谐振网络频率发生变化时，该变换器系统可能会发生絮乱，因此需要动态调频。

本文提出一种带有PFC整流环节的单级AC-AC谐振变换器，将工频电源直接变换成发射线圈的高频输入电源，并对应用于SS型拓扑的谐振式无线输电系统的变换器进行工作模态的分析。最后，通过实验验证了所提出的带有PFC整流环节的单级AC-AC谐振电路应用在无线电能传输系统中的可行性。

1 电路拓扑结构及工作原理

单级AC-AC变换器结构如图1所示。它包括Boost PFC整流电路和DC-AC逆变电路，只是两个电路共用了两个开关器件。同时，由于直流母线电容的存在，可将电路分成两个环节进行分析。以下，首先从一个工频正半周内介绍所提出的电路的工作模态，为后续做基础准备。

图1 单级AC-AC变换器的电路原理图Fig.1 Schematics of the single-stage AC-AC converter

图2为一个工作周期内的工作模态图。
图3是变换器工作在输入电压处于一个工频正半周期的模态图。其中，Rac为接收端等效交流负载。由于负半波的工作原理与正半波对称，以下只针对vin>0的情况进行分析，各物理量所选取的参考方向如图1所示。

模态1(t0-t1)：t0时刻，二极管D1和开关管S1正向导通，输入电压通过D1、S1对电感Lb充电，由于开关周期远大于工频周期，因此可认为输入电压在开关周期内保持不变。由此根据电感伏安特性可知，电流iLb线性增大。同时，直流母线电容Cd对由谐振电容Cp和谐振线圈Lp构成的谐振回路放电，流过开关管S1的电流为流过储能电感Lb和原边谐振电感Lp的电流之和。

模态2(t1-t2)：t1时刻，开关管S1关断，谐振电流iLp对S2的体电容CS2放电，储能电感电流iLb和iLp同时对S1的体电容CS1充电。当CS2放电结束时，S2的体二极管DS2导通，储能电感Lb经Cd和DS2放电，储能电感Lb电流iLb线性减小。此时，开关管S1所承受的电压应力为直流母线电容的电压值，同时Cp、Lp和DS2构成谐振回路，流经DS2的电流为电感Lb电流iLb和谐振电流iLp之和。当谐振电流减小至零反向时，模态2结束。

模态3(t2-t3)：t2时刻，谐振电流反向。储能电感Lb经Cd和DS2放电，vin、D1、Lb、Cd、Lp、Cp构成谐振回路。由于DS2导通，谐振回路方程不变，原边谐振电感电流iLp和电容电压vCp表达式与模态2相同。当谐振电流iLp增大至等于储能电感电流iLb时，模态3结束。

图2 一个开关周期内的电路波形图Fig.2 Operation waveforms of the proposed converter during Ts

图3 工频正半周的电路工作模态图Fig.3 Operation modes of the proposed converter during positive half line period

模态4(t3-t4)：t3时刻，谐振电流iLp增大至等于iLb，iDS2减小至零，开关管S2正向导通，同时由于开关管反并联二极管的钳位作用，开关管S2实现ZVS。储能电感Lb经Cd、Lp和Cp放电，Lp、Cp和S2构成谐振回路，电感Lb电流iLb继续减小，当iLb减小至零时，模态4结束。

模态5(t4-t5)：t4时刻，储能电感电流iLb减小至零。Lp、Cp和S2构成谐振回路，谐振电流iLp等于开关管S2电流iS2。

模态6(t5-t6)：t5时刻，开关管S2关断。谐振电流iLp对S1的体电容CS1放电，同时对S2的体电容CS2充电。当CS1放电结束时，开关管S1的体二极管DS1导通，Lp、Cp和DS1和电容Cd构成谐振回路。由于开关管S1的体二极管DS1导通，二极管D1正向导通，输入电压通过D1、Cd、Lp、Cp对电感Lb充电电感电流开始增加。同时，由于开关管S1的体二极管DS1的钳位作用，在开关管S1的开通信号来临时，S1实现ZVS。

由以上分析可知，所提出的电路结合了无桥Boost PFC和桥式逆变的特点，在任一工作模态下，电路中导通的半导体器件最多只有两个，而上下开关管均能实现ZVS的条件是电感Lb工作在断续模式，且必须保证在开关管导通时发射端线圈电流的初始值为负。因此，根据以上的结论，可以探讨相关关键参数的设计。

2 电路关键参数分析

由上一小节的分析可知，由于直流母线电容Cd的存在，电路可以简化成Boost环节和LC谐振环节进行分析，由此定量分析稳态下对电路工作模态起决定性作用的参数。在整个系统中，直流母线电容起到平衡前后两个环节的功率的作用，因此稳态下VCd会达到一恒定值。于是，可将无桥Boost PFC环节的输出电压视为VCd，而LC谐振环节的输入电压为VCd。无桥Boost PFC环节关注的是电感Lb的工作状态，通过分析电感Lb的平均电流和功率守恒定律，可求得电感Lb的取值范围。LC谐振环节关注的是负载变化对直流母线电容Cd、电压VCd的影响，进而分析其对系统整体工作状态的影响。

2.1 无桥Boost PFC环节分析

根据无桥boost PFC变换器的工作原理可知，其工作在断续模式下可实现开关管的零电流开通、二极管零电流关断。而在所提出的电路中，由于LC谐振环节的存在，当PFC环节工作在断续模式下，可实现开关管的零电压开通和二极管零电流关断。

设稳态时直流母线电容的电压为VCd，则输入交流电压为

vin(t)=Vinsin(ωt)

(1)

此时，根据伏秒平衡原理可得电感Lb的平均电流

(2)

设输入交流电压的幅值与直流母线电容电压的比值为m，如式(3)所示。

(3)

由式(1)和式(2)可得输入功率Pin为

(4)

由式(1)和式(4)可得功率因数PF

(5)

根据式(4)可以绘出PF的曲线，如图4所示。从图4中可以观察到，m的取值越小，PF越大。但m越小，由式(3)可知，直流母线电容电压VCd越高，这意味着开关管的电压应力会随着PF的增大而升高。

为了保证无桥boost PFC环节工作在断续模式下，则有该环节的二极管导通时间小于开关周期，即

(6)

由此，在工频周期内占空比的取值必须满足下式：

(7)

若定义DDCM=1-m，则由

(8)

可知，在恒定占空比控制下，所给定的占空比小于DDCM时，是无桥boost PFC环节工作在断续模式的条件之一。

图4 电压比值m与PF的关系曲线Fig.4 Relation curve between voltage ratio m and PF

2.2 谐振环节分析

根据基波分析法和傅里叶级数展开可知，LC谐振环节的基波输入电压为：

(9)

在谐振状态下，从接收端反射到发射端的等效阻抗为纯阻性，其表达式为：

(10)

因此，由式(9)、(10)和(3)可得输出功率：

(11)

根据功率守恒定理，以及式(4)和(11)，并考虑系统效率η，可得电感的表达式为：

(12)

3 实验结果

本文所设计的实验装置的额定功率为60 W，输入交流电压有效值为110 V，频率为50 Hz。根据之前的分析可知，当m取为0.5，占空比D为0.5时，开关管电压应力为输入交流电压峰值的2倍，同时理论PF值为0.99，较为合适。且，系统工作在输入特性较好的状态下时，适当地提高发射线圈的回路品质因数，有利于提高系统的稳定性。表1列出了系统的设计参数。

表1 系统参数Table 1 Parameters of the system

实验波形如图5-7所示。由图5可知，输入电流与输入电压同相位，实际测得的功率因数为0.98，且输出电流稳定。图6为发射端和接收端线圈的电流波形，发射端线圈电流有效值为614 mA，接收端线圈电流有效值为7 A，显示功率传递到了接收端。图7为开关管的电压波形，由图可知开关管实现了ZVS，开关电压应力为320 V，即母线电容电压值。从图中可知，输入电流的有效值为1.15 A，输出电流平均值为6.16 A，计算可得系统效率为46%。由以上数据可知，目前整体系统较低，其一是因为由于线圈本身内阻较大，使得磁耦合结构的传输效率较低，其二是实验所选用开关管型号导通电阻较大，因此开关管导通损耗较大。

图5 输入电压、输入电流和输出电流波形Fig.5 Waveforms of line voltage, line current and output current

图6 发射端和接收端线圈电流波形Fig.6 Waveforms of current of primary and secondary coils

图7 开关管ZVS电压波形Fig.7 Waveforms of zero voltage switching

由以上实验结果可知，WPT系统实现了较高的功率因数，并且单级AC-DC变换器实现了ZVS，与理论分析结果一致。

4 结 论

本文提出一种AC-AC谐振变换器，用于SS型谐振式无线输电系统的高频激励源；基于SS型谐振式无线输电系统，根据FHA对所提出的电路进行了简化，得到了恒定占空比控制下的稳态系统的参数设计依据。且，所提出的变换器具有以下优点：1)带有PFC整流环节的单级AC-AC谐振电路将工频交流电源直接通过一级电路变换成发射线圈的高频输入电源；2)由于结合了Boost PFC整流电路和DC-AC高频逆变的特点，因此具有相对较高的功率因数；3)结合了两级电路，从而减少了功率器件的个数，相对于传统的由整流变换器和桥式逆变器构成的两级电路减少了两个整流二极管和两个开关管。