分布式能源发电系统控制策略研究

2018-12-28吴春秋

机电设备 2018年6期

吴春秋，张平

（海军驻上海江南造船（集团）有限公司军事代表室，上海 201913）

0 引言

目前，以能源管理系统（Home Energy Management System，HEMS）为主的中小功率分布式能源系统逐步得到了重视和研究。本文研究的能源系统为直流微网系统，系统框图如图 1所示。能源系统由光伏发电组件、电池储能模块与一个可以实现并离网双模运行的逆变器构成。本地交流负载与配电网可以各自使用独立的逆变器，也可以共用同一个逆变器，共用逆变器可以提高系统利用效率，也能完成并离与孤岛的运行需求。本文提出的光储一体化能源系统中采用共用逆变器的形式，逆变器与本地负载始终保持连接，与配电网的连接通过并网开关控制。当公共连接点 PCC（Point of Common Coupling）断开时，系统处于孤岛运行模式；当PCC闭合时，系统处于并网运行模式。

本文以微网系统中各组件为研究对象，以微网逆变器与双向DC-DC变换器为研究热点。

图1 光储一体化能源系统

微网逆变器的控制方式可以分为恒功率控制、恒压恒频控制、下垂控制等。微网逆变器处于并网运行模式下，适用恒功率控制，恒功率控制时，逆变器向配电网输送有功与无功功率[1-4]。微网逆变器处于孤岛运行模式下，适用恒压恒频控制，恒压恒频控制下，逆变器支撑交流微网的电压频率与幅值[5-7]。下垂控制则是为了模拟发电机组“功频静特性”[8]。在直流微网系统中，电池储能单元通过DC-DC变换器连接到直流母线。常用的双向 DC-DC变换器包括 Buck-Boost变换器、双有源桥变换器、LC谐振变换器等。Buck-Boost变换器的增益通常较低，同时为非隔离型变换器，因此较少应用于本文所述微网场景中[9]。双有源桥（Dual Active Bridge，DAB）变换器为近年来直流微网中应用较为广泛的变换器，但DAB变换器的软开关特性无法在全电压增益范围实现，因此会产生较大的开关损耗[10-11]。本文采用LLC拓扑，从单向LLC谐振变换器出发，进行了双向LLC变换器的拓扑设计，构建能源直流微网系统。

1 逆变器并离网无缝切换控制策略研究

1.1 系统结构与控制策略

基于下垂控制的电压源型的电网支撑型逆变器可以在并网与孤岛 2种模式下运行，同时可以实现并离网的无缝切换。本节介绍该控制策略下的逆变器的系统结构与控制策略。按照电压源型的电网支撑型逆变器设计思路，利用下垂特性，可以实现单相逆变器的并离网切换统一策略，其系统控制框图如图 2所示。逆变器通过计算输出的有功功率与无功功率，经过下垂控制得到逆变器的输出电压幅值与频率参考。根据计算出的电压幅值与频率得到交流电压参考，经过双环控制，最终通过PWM控制逆变器输出。

图2 逆变器系统控制框图

1.2 下垂曲线的设置

本文针对逆变器到电网线路阻抗为纯感性时的情形，分析了下垂曲线的设置。在这种情况下，下垂曲线的公式见式（1）、式（2），也就是“有功调频，无功调压”的原则。

式中：ω0与V0为输出有功与无功功率均等于设置值P0与Q0时，给定逆变器的输出电压频率与幅值；kp与kq为下垂系数，其均为正数，决定了下垂曲线的斜率。

针对“频率（角速度）-有功功率”下垂曲线，其设置方式为：将ω0设置为电网标准角速度 2π×f0（f0即为50 Hz)，P0设置为电网在标准角速度下逆变器应当输出的有功功率。下垂系数kp可以根据逆变器允许的最大有功输出与电网容许情况下的最小角速度ωmin进行计算，计算式如式（3）所示。

由式（3）可知：下垂系数的设置与逆变器容量成反比，容量越大的逆变器其下垂曲线斜率越小。当电网出现某一频率偏差（ω0－ωreal）时，多个并联逆变器的输出功率会依照下垂曲线调节，表现为其输出参考值改变正比于其容量。这说明针对不同容量的并网逆变器，可以通过设置不同的有功下垂系数，在无需互联信号线的情况下，实现多个并联逆变器的有功功率分配。

针对“电压-无功功率”下垂曲线，其设置方式为：将V0设置为电网标准电压有效值220 V，Q0设置为电网在标准电压下逆变器应当输出的无功功率。下垂系数kp可以根据逆变器允许的最大无功输出与电网容许情况下的最小输出电压Vmin进行计算，计算公式如式（4）所示。

与有功下垂系数影响多逆变器并联输出功率的情形类似，针对不同容量的并网逆变器，可以通过设置不同的无功下垂系数，实现无需互联信号线的情况下多个并联逆变器的无功功率分配。

1.3 双模运行与切换逻辑

下文分析基于下垂控制的逆变器在并网与孤岛模式下的运行工况。

首先分析由并网转为孤岛的暂态调节过程。切换过程中，需要明确的前提是：负载消耗的有功功率与无功功率在逆变器的输出容量范围以内，则在切换的暂态过程中，逆变器可以保证输出电压的幅值与频率保持在接近于标准值的一个较小范围以内。因为频率与电压保持稳定，切换过程中负载可以保持稳定工作状态。并网-孤岛运行的切换流程如图3所示。

图3 并网-孤岛运行切换流程

再分析由孤岛转为并网的暂态调节过程。当逆变器处于孤岛运行模式时，系统具有自身的电压幅值与频率。在并网之前，需要进行预同步过程，即需要锁定电网电压的频率与相位。考虑到在频率与相位一致的情况下，并网后PCC点电压将立刻由电网电压决定，同时逆变器输出电压与电网电压幅值基本接近，因此，无需在预同步过程中再对电压幅值进行调节。

系统通过单相锁相环锁定电网的频率与相位，考虑到孤岛运行模式下负载功率始终保持不变，则逆变器调节自身在标准角速度下逆变器应当输出的有功功率P0，将影响到角速度给定ω的输出。最终，逆变器输出电压的频率与相位将与电网电压的保持一致。此时，可以执行闭合PCC节点指令。当PCC节点闭合时，并网点电压将由电网决定。由于负载端电压的频率与幅值保持稳定（电压差值很小），因此对于负载无冲击。孤岛-并网运行的切换流程如图4所示。

图4 孤岛-并网运行切换流程

2 双向LLC谐振变换器的设计方法

2.1 拓扑结构

本文研究了一种能量双向流动的LLC电路拓扑，将单相LLC谐振变换器副边的整流二极管替换为开关管，使得变换器具有能量反向流动能力。同时，在变换器中增加一个辅助电感，使得整体电路拓扑在正向与反向工作状态下对称。双向LLC谐振变换器的主电路如图5所示。

图5 双向LLC谐振变换器

2.2 变换器性能指标

考虑到实际应用背景，对双向LLC谐振变换器的性能指标规定如下。

输入电压：额定电压为400 VDC；

输出电压：额定电压为 48 VDC，变化范围为 42 VDC～52 VDC；

变换器功率：最大功率5 kW；

开关频率：约100 kHz。

需要设计的参数如下。

变压器变比：n；

谐振电感：Lr；

谐振电容：Cr；

变压器励磁电感：Lm1。

2.3 双向LLC参数设计

由于双向LLC谐振变换器的开关管使用Mosfet，且在全运行频率范围内均可以实现原边与副边的零电压开通。考虑到变换器运行在谐振频率f0时，直流增益固定为单位增益1，与负载无关的特性，所以在本文设计过程中，变压器的变比按照输入输出额定电压进行设计，输出变化按照调节变换器增益进行实现。变压器的匝比由式（5）确定。

式中：变压器的变比n设置为8.333，实际制作过程中变压器原边与副边的匝比设置为25∶3。

当变压器变比等于输入输出额定电压时，变换器谐振频率f0可以选择为期望的开关频率，即100 kHz。

按照变换器直流增益最高，即输出电压最高时候考虑，当输出电压为额定电压52 VDC，满功率5 kW时，负载电阻如式（6）所示。

此时变换器的增益要求计算如式（7）所示。

为了保证增益特性，对k与r的取值如式（8）与式（9）所示。

考虑到谐振频率f0，可得式（10）。

由此可得一组参数，如式（11）所示。

可得k、r与f0的值为

3 双向LLC设计的仿真验证

3.1 仿真电路的设计

本节将说明仿真搭建环境与仿真设计结果。由分析可知，辅助电感Lm2使得电路具有对称性，当变换器正向运行时，Lm2不参与电路谐振过程。为了提升仿真速率，在本节仿真模型中不再加入辅助电感Lm2。

基于Saber搭建的仿真电路图如图6所示。电路图设置与前文保持一致，其中原边与副边均由全桥电路构成，开关管为 Mosfet。Q1至 Q8为对应开关管 M1至M8的门极驱动信号。仿真电路参数与2.3节中保持一致。

图6 基于Saber搭建的仿真电路图

3.2 仿真结果

为了验证LLC谐振变换器的工作特性，本节选取以下典型工作点对变换器工作特性进行仿真。

输出额定电压48 VDC，满负荷运行。设置变换器的开关频率为100 kHz，负载电阻按照满载进行计算，仿真结果如图7所示，其中：q1、q5、q2、q6对应开关管M1、M5、M2、M6的门极驱动信号；Vab代表 A、B两点电压；i-Lr代表谐振电感Lr中电流；i-Lm代表变压器励磁电感Lm中电流；-imos5代表开关管中M5中由s极流向d极的电流；imos1代表开关管中M1中由d极流向 s极的电流；Vc代表谐振电容两端电压；V0代表变换器输出电压；I0代表变换器输出电流。