三相线电压级联VIENNA变换器原理及仿真分析

2018-12-17侯丽楠

电源学报 2018年6期

侯丽楠，王聪，张衡，张潇

（中国矿业大学（北京）机电与信息工程学院，北京 100083）

近年来，“多电平功率变换器”（multilevel power converter）因其在提高电压应用等级、降低谐波含量方面的巨大优势在高压大功率场合得到了广泛应用[1]。多电平变换器的基本电路拓扑结构大致可分为箝位型和单元级联型两大类[2-3]，例如，目前在工业中得到广泛应用的西门子公司或ABB公司的二极管钳位型三电平中高压变频器，以及罗宾康公司或利德华福公司的级联H桥中高压变频器。但这两类的高压变频器的不足之处是在高压整流侧都需要体积庞大、成本高、接线复杂的工频移相变压器。

无工频变压器级联式多电平变换器[4]近年来在电力电子技术领域受到广泛关注。此类变换器中间级采用高频隔离双向DC/DC变换器双向传输能量，取消了传统级联式变换器中的移相变压器，两侧或者高压侧采用级联全控H桥（或级联MMC）多电平功率变换器结构，大大减小了系统体积、降低了系统重量。然而，此类变换器明显的缺点表现在：级联整流（或逆变）级各模块以及双向DC/DC变换模块采用了较多造价昂贵的全控型器件，系统成本上升；运行过程中开关损耗大，影响了系统整体效率；控制电路与控制算法设计复杂。实际上，在相当多的实际工业应用场合，能量并不需要在两个方向传输。该类变换器在不需要能量回馈的风机、泵类电动机等三相电机节能调速领域的应用并无明显优势，也是制约其实用化的关键因素之一[5]。

为了解决无工频变压器级联式多电平变换器整流级需采用大量全控型器件的问题，文献[6]提出了一种全部应用全控型电力半导体器件采用三相桥线电压级联的整流器，该变换器可直接用于三相高压大功率系统的整流级，相比于传统的级联H桥变换器，在三相系统应用中可以少用一半的全控型器件，但三模块级联时仍需采用18个全控型器件，且每个全控器件须承受该模块全部直流母线电压值。而且该变换器的级联模块数必须按3m个数增长，级联级数仅可为2m，难以在特定电压下，达到模块个数的优化设计。

本文提出一种能量单方向传输的、能在高电压下完成整流的新型变换器拓扑——三相线电压级联VIENNA变换器。该新型变换器拓扑可以作为能量单方向传输的新一代中高压变压变频器的整流级，应用在不需要能量回馈的风机、泵类电动机等三相电机的节能调速领域，在高电压下完成单位功率因数整流。与三相全控型级联H桥整流器相比，此级联整流器在级联模块数相同时（例如均为三个模块级联）可以少用27个全控型电力半导体器件。与文献[6]提出的全部应用全控型器件采用同样三相桥线电压级联的整流器相比，可少用一半的全控型器件，且每个全控型器件的耐压要求降低一半。此外，三相线电压级联VIENNA变换器的级联模块数可以为3m-3，级联级数可逐级递增，更易向更高级数拓展。由级联VIENNA变换器作为整流级的新一代中高压变压变频器的拓扑结构复杂多样，其逆变级可由级联H桥变换器星接或三电平变换器星接等多种拓扑组成。图1为基于级联VIENNA变换器的新一代中高压变压变频器一种可能的拓扑结构，其逆变级由与ABB中高压变频器ACS5000逆变级结构相同的三电平结构组成。与ABB中高压变频器不同之处在于，ACS5000采用工频变压器隔离整流，而图1所示电路前端采用级联结构整流，中间级采用高频隔离产生3个相互隔离的直流电源。

本文对所提三相线电压级联VIENNA变换器的拓扑结构和工作原理进行了充分的论述，提出了相应的控制策略。理论分析和仿真结果表明，所提新型变换器拓扑，可以具有很高的功率因数和很低的总谐波畸变 THD（total harmonic distortion）；可以始终保持各模块直流输出电压均衡一致性。与传统级联变换器相比，可大大减少全控器件个数和耐压值，从而使得控制复杂度和成本均得以降低。为新一代高频隔离中高压变压变频器的整流级设计提供了一种很有价值的选择。

图1 新一代中高压变压变频器的拓扑结构Fig.1 Topology of a new generation of medium-and high-voltage frequency converter

1 三相线电压级联VIENNA变换器拓扑结构及工作原理

基本二级级联三相线电压级联VIENNA变换器由星形连接且不带中性线的三相交流电源、9个输入电感和3个级联三相VIENNA变换器组成，如图2所示。

图2 二级级联三相VIENNA变换器Fig.2 Two-level cascaded three-phase VIENNA converter

变换器的级联模块基本单元为三相VIENNA变换器，通过三相输入线电压级联叠加的连接方式以降低开关管的电压应力，提升电压应用等级，使该变换器适合应用在高压大功率等级场合。记3个三相VIENNA变换器对应相上下两桥臂的连接点分别为 A1、B1、C1；A2、B2、C2和A3、B3、C3，3 个与三相电源连接的升压电感的输出端分别为A、B、C。为简化研究，假设如下：①三相输入电压平衡，且其内阻为0；②级联模块的所有元件参数相同，并且开关器件均为理想全控型器件；③所有级联模块交流侧滤波电感和直流侧滤波电容相等，且为理想元件，记为La1=Lb1=Lc1=La2=Lb2=Lc2=La3=Lb3=Lc3=L,Caf1=Caf2=Cbf1=Cbf2=Ccf1=Ccf2=C；3个负载电阻阻值相等，记为：R1=R2=R3=R。

结合假设条件可得3个三相VIENNA变换器的输出电压平均值相等，设为UO1=UO2=UO3=UO。忽略三相VIENNA变换器的中点电位波动，认为每个直流输出电容上的电压相等，设为udc1=udc2=udc3=udc4=udc5=udc6=udc=UO/2。由图2可知，级联VIENNA变换器交流侧线电压是由连接线 C1A3、A2B1、B3C2将 3个级联模块连接生成，因此可得三相线电压级联VIENNA变换器的输入侧线电压为

由式（1）可知，每两相间的线电压都由2个模块通过升压电感级联叠加构成，故定义图2所示拓扑结构为二级级联的三相VIENNA变换器。由变换器电路结构可知，它只需9个全控型器件，且每个全控型器件只需承受直流母线电压的一半。

通过有源功率因数校正技术，可以使图2所示二级级联的三相VIENNA变换器实现单位功率因数整流，此时输入电流为近似正弦且三相对称，设此时三相输入电流基波分量[7]为

式中：I为输入基波电流有效值；ω为输入电源基波角频率。

将每个级联模块视为一个广义结点，则图2（a）二级级联三相VIENNA变换器电路拓扑可等效为图2（c）电路结构，即3个级联模块为三角形接法与星形接法的三相电源相连[8]，结点①、②、③分别表示A相、B相、C相级联模块。由图2（c），根据该变换器的拓扑结构及三相变换器线电流与相电流关系可得3个级联模块的三相输入电流[9]为

由三相VIENNA整流器的工作原理可知，变换器三相桥臂电压的电平不仅与对应相开关管的开关状态（1或0）有关，还受到该相电流方向的影响，其表达式为

根据三相VIENNA变换器的工作原理[10]，式（1）可以进一步描述为

由式（5）可知,ia1、ib2、ic3，ib1、ic2、ia3，ia2、ib3、ic1对称，依次相差120°。

2 直流侧输出电压谐波分析

设级联三相VIENNA变换器3个级联模块各桥臂的电压开关函数分别为

令级联变换器第1个模块的各桥臂开关管SA1、SB1、SC1开关函数基波分量分别为 JA1、JB1、JC1，则第1个模块对应桥臂电压开关函数基波分量[11]da1、db1、dc1为

式中，M为调制比。

由式（7）易见，当 SA1、SB2、SC3；SB1、SC2、SA3；SA2、SB3、SC1依次相差120°时，即可使变换器正常工作，输出三相对称的线电压。同理可得，级联变换器第2、第3模块对应桥臂电压开关函数基波分量 da2、db2、dc2，da3、db3、dc3分别为

由级联变换器各模块直流输出侧电路拓扑得

由级联变换器功率守恒可得

式中，U为电源输入电压有效值。

联立式（6）～式（11），令 M=1，可得该级联变换器各模块直流侧输出电压分别为

从式（12）可知，级联变换器3个级联模块的直流侧输出电压中均含有二次谐波分量，其大小与输入电流、直流侧滤波电容、电阻负载等均有关，且相位依次相差120°。由此可知，在不改变电路拓扑、维持输入电流正弦和实现功率因数校正的情况下，直流侧电容电压的二次谐波是不可避免的。而二次谐波本身对电路的正常工作有一定影响，比如直流侧电容电压峰值、直流输出电压波动、控制环稳定性等[12]。实际的电路设计中可以通过改变与交流分量有关的电路参数来减少其对电路工作的影响。

3 三相线电压级联VIENNA变换器级联拓展方式

由二级级联三相VIENNA变换器拓扑的构造思路，可得由6个三相VIENNA整流器子模块组成的三级级联三相三线VIENNA变换器，如图3所示。

根据图3所示电路结构，可得三级级联VIENNA变换器的输入侧线电压分别为

图3 三级级联三相VIENNA变换器Fig.3 Three-level cascaded three-phase VIENNA converter

由式（13）可知，三级级联VIENNA变换器每两相间线电压都是通过升压电感由3个模块级联叠加构成。由上述构成思想，可以得到m级级联VIENNA变换器的拓展方法，即m级级联三相VIENNA变换器每两相间线电压都由m个模块级联叠加构成，其输入侧线电压为

图4 四级级联VIENNA变换器的简化拓扑结构Fig.4 Simplified topology of four-level cascaded VIENNA converter

图5 五级级联VIENNA变换器的简化拓扑结构Fig.5 Simplified topology of five-level cascaded VIENNA converter

由式（14）可知：对于m级级联的三相VIENNA变换器，由（3m-3）个三相VIENNA变换器模块构成，共需要（9m-9）个全控型器件和（6m-6）个直流输出电容；由该式可得不同级联模块各相桥臂连接点处的电路连接关系，此式中不含有的其余桥臂连接点则按照一定的方式通过升压电感连接起来。按上述扩展方法得到的四级和五级级联的三相VIENNA变换器的简化拓扑结构如图4和图5所示。

4 三相线电压级联VIENNA变换器的控制方法

二级级联的三相VIENNA变换器的控制框图如图6所示。此控制方法充分利用三相平衡电网中功率因数为1时VIENNA变换器电流相位实时跟踪电压相位的特性，采用双闭环控制来稳定输出电压，实现有源功率因数校正[13-14]。与传统双闭环控制3个变换器、9个功率开关需要9个电流环不同，此控制方法通过引入延时环节的移相作用将电流环简化为3个，降低了控制结构的复杂性。此控制方法主要由电压环、电流环、延时环节三部分组成。

图6 二级级联三相VIENNA变换器控制框图Fig.6 Control block diagram of two-level cascaded three-phase VIENNA converter

（1）直流电压环（DC loop）。直流电压环是将三相线电压级联VIENNA变换器的3个模块直流电压输出和与直流电压给定信号比较后，交流电流的指令信号与实际电流信号比较后送入PI调节器，输出与三角波比较，生成A1、B1、C1相有源开关驱动信号 SA1、SB1、SC1。

（3）延时环节（delay loop）。由三相线电压级联VIENNA 变换器的工作原理可知，当 SA1、SB2、SC3；SB1、SC2、SA3；SA2、SB3、SC1依次相差 120°时，即可使变换器的输入侧线电压三相对称，保证其正常工作。因此，将第1个模块的开关驱动信号SA1、SB1、SC1依次延时 120°（T/3），作为第 2 个模块 B2、C2、A2相有源开关驱动信号 SB2、SC2、SA2；依次延时 240°（2T/3），作为第 3个模块 C3、A3、B3相有源开关驱动信号SC3、SA3、SB3。

在控制更高级数三相级联VIENNA变换器时，直流电压环不变，增加相应模块的电流环，并将延时环节扩展[16-17]。如三级级联时，电流环包括第1个模块和第2个模块的6个电流环，生成一模块的开关驱动信号SA1、SB1、SC1和二模块开关驱动信号 SA2、SB2、SC2；延时环节将 SA1、SB1、SC1、SA2、SB2、SC2依次延时120°（T/3），作为三、四模块的开关驱动信号 SB3、SC3、SA3、SB4、SC4、SA4，依次延时 240°（2T/3），作为五、六模块的开关驱动信号 SC5、SA5、SB5、SC6、SA6、SB6。送入PI调节器，其输出作为电流环的参考电流给定信号[15]。三模块求和可以将各模块直流输出电压的二次谐波交流分量抵消掉，防止其进入变换器内部，降低变换器的稳定性。

（2）电流环（current loop）。第 1 个模块的电流环将id与相应的A相相电压，AB相、CA相线电压相位相同的正弦信号相乘，得到A相变换器的3个

5 仿真及结果分析

为了验证三相线电压级联VIENNA变换器作为新一代中高压变压变频器整流级的可行性及其控制方法的有效性，以二级级联三相VIENNA变换器和三级级联三相VIENNA变换器为例，采用PSIM仿真软件搭建仿真平台进行分析，主要仿真参数见表1。

表1 仿真参数Tab.1 Simulation parameters

图7～图10为二级级联三相VIENNA变换器的仿真结果。

图7为二级级联三相VIENNA变换器的A相输入电压及A、B、C三相输入电流波形。由图7可见，A相输入电流波形为正弦波，其相位与A相输入电压相位相同，功率因数近似为1，实现了有源功率因数校正。三相输入电流快速傅里叶变换FFT（fast fourier transform）分析结果如图8所示，输入电流基波幅值为23.0 A，电流总谐波畸变THD≈2.5%，满足电网对THD<5%的要求。

二级级联三相VIENNA变换器第1个级联模块的 3 个桥臂连接点 A1、B1、C1处的电流 ia1、ib1、ic1的波形如图9所示。由图9可见，ia1的峰值ia1max=23.0 A，ib1、ic1的峰值，且 ib1超前 ia1150°，ic1滞后ia1150°，可见，其幅值和相位关系满足式（5）。

图7 输入电压及输入电流波形Fig.7 Waveforms of input voltage and input current

图8 输入电流FFT分析Fig.8 FFT analysis of input current

图9 第1个级联模块的三桥臂电流Fig.9 Three bridge-arm currents of the first cascaded module

图10 直流侧输出电压波形Fig.10 Waveforms of DC-side output voltage

图10为该变换器3个级联模块直流侧电压输出波形。由图10可知，在0.2 s时，三个输出模块直流侧电压均达到稳定，可维持在1 000 V，且输出纹波很小，约为1.98%。3个级联模块的直流侧输出电压均含有二次谐波交流分量，且其幅值相同，相位依次相差120°，验证了理论推导的正确性。

图11～图14为三级级联三相VIENNA变换器的仿真结果。由图11可见，在本文控制策略下，三相电流对称，基本实现了单位功率因数，电流与电压同相位。图12为三相输入电流FFT分析结果，输入电流基波幅值为10.8 A，电流总谐波畸变THD≈1.7%，满足电网对THD<5%的要求；与二级级联VIENNA变换器相比，电流谐波含量更少。图13为三组电流的仿真波形，由图可知，每组波形都实现了正弦化，且基本三相对称，无环流产生，变换器的稳定性很好。图14为三级级联三相VIENNA变换器6个级联模块直流侧输出电压波形，由图可知，6模块直流输出电压均可达到稳定，可维持在500 V；稳态时，在一个交流周期内，6个级联模块的直流侧输出电压的平均值和峰-峰值见表2，可知其平均值均可在500 V保持稳定，但模块2、4、6输出电压的纹波要比模块1、3、5小。