悬浮电容混合级联式多电平逆变器的研究

韩 俊 ，韩金刚 ，黄 河 ，陈皓菲 ，陈 曦 ，史 静

（1.国网江苏省电力有限公司经济技术研究院，南京210008；2.上海海事大学物流工程学院，上海 201306；3．国网江苏省电力有限公司，南京 210000）

近年来，在大功率应用场合，多电平逆变器由于其功率容量大、开关频率低、输出谐波小等特点，越来越受到重视，并得到迅速发展。目前多电平变换器拓扑结构主要可分为二极管箝位型、电容箝位型和级联型3种。其中二极管箝位型和电容箝位型逆变器由于存在直流侧分压电容的均压问题，所以使得箝位式多电平逆变器的应用和推广受到一定的限制；而级联式多电平逆变器由于采用独立的直流源给各个级联单元供电，所以不存在电容均压问题，在高压大功率场合受到广泛关注[1，2]。但是由于各级联单元采用独立隔离电源供电，使得直流电源的数目增加，或者移相变压器结构复杂[3-8]。为解决该问题，一些学者提出了一种减少直流电源数目的混合级联多电平电路的方法，即用悬浮电容代替独立电源作为某个级联单元输入电源。其中独立电源供电的级联单元为主逆变器，悬浮电容供电的级联单元为从逆变器[9-17]。带悬浮电容的主从级联式逆变器因需要的独立电源数目少，电源利用率高，并且在一定的工作状态下可以实现能量的回馈再利用，因此在交流电机调速应用领域受到广泛关注。

文献[9～10]提出了一种基于三电平变换器的主从式变换器，主逆变单元和从逆变单元都是二极管箝位式三电平桥式电路，其中主逆变单元由1个独立电源供电，而从逆变单元由1组悬浮电容供电。由于悬浮电容的存在，不仅可以提高输出电平的数目，降低输出谐波，而且在电机制动时，通过对电容的控制可以把制动能量存储在电容内，从而提高系统的效率。当这种单电源逆变系统应用于船舰电力传动系统时，还可以提高系统的容错性。即当主逆变单元出现故障时，可以通过一定的切换方法，由从逆变单元提供驱动能量。文献[11]介绍了一种三相两电平逆变器与H桥级联的主从式逆变器。该逆变器只需一个独立电源就可以实现三相五电平或三相七电平输出。文献[12-13]提出了一种桥式级联的主从式逆变器；文献[14]提出了基于悬浮电容的混合多电平电路的组合方法，典型的拓扑是由1个三相二极管箝位三电平桥式电路与3个H桥级联组成，其中二极管箝位三电平逆变电路为从单元，而3个三电平H桥为主单元。由于从单元的存在，使得变流系统的效率、性能、功率因数和容错性等方面都得到了一定的改善。但是由于悬浮电容的存在，引入一个新的问题，即悬浮电容的电压平衡问题，因此增加了控制复杂性。平衡悬浮电容电压的控制方法主要有两种：独立控制和联合控制[9]。独立控制由从逆变单元出发，把从单元当作一个无功补偿单元，控制其输出的有功功率为0，从而实现电容电压的稳定，但是电压仍然会有一定的波动，这时需要主单元需要做出一些调整[10,14-15]。联合控制则综合考虑主/从单元的开关组合状态，通过一定的冗余开关组合来控制悬浮电容电压的稳定，这种方法通常需要检测电容电压和负载电流方向，而且受限于开关组合[11-13]。

本文在传统非对称混合级联逆变器的基础提出了一种主从式逆变器。该逆变器由1个二极管箝位或飞跨电容的非对称5电平H桥和1个H桥级联构成，其中非对称5电平H桥由独立电源供电，作为主单元，而对称H桥作为从单元由悬浮电容供电。与传统的非对称混合级联逆变电路相比较，该变换器在输出相同电平的情况下，仅需要1个直流电源。

1 逆变器拓扑结构及工作原理

图1所示为提出的非对称主从级联式逆变器拓扑，也可以将非对称H桥上的箝位二极管换成飞跨电容。H1桥是1个非对称的五电平桥式逆变电路，为主逆变器，由独立电源供电，输出电压为vba；H2桥是一个传统桥式电路，为从逆变器，由悬浮电容C3供电，输出电压为vdc。悬浮电容的电压为VC3，电流为iC。2个逆变单元经过b与c两点连接起来，最终输出电压为vda。

图1 悬浮电容混合多电平拓扑Fig.1 Hybrid multi-level topology with floating capacitor

设电源电压为E1，对于非对称H1桥主逆变器：当开通 S1、S2和 S6时，vba=E1；当开通 S2、S3和S6时，vba=E1/2；当开通 S1、S2和 S5或者开通 S3、S4和 S6时，vba=0；当开通 S2、S3和 S5时，vba=-E1/2；当开通 S3、S4和 S5时，vba=-E1。

对于从逆变器，假设悬浮电容电压稳定在E2时：当开通 S7和 S10时，vdc=E2；当开通 S7和 S9或者开通 S8和 S10时，vdc=0；当开通 S8和 S9时，vdc=-E2。

逆变器级联后输出电压vda可以确定为

对于该拓扑，当主从逆变器直流母线电压比不同时，输出电平数也不同，即改变直流侧电压比可以使逆变器输出不同的电平数，最多可以达到15电平。比如，当E1:E2=2:1时，该逆变器可以输出7电平。与传统桥式级联电路相比较，该电路拓扑主要的特点是：在输出同样电平的情况下，每相只需要10个开关管，减少了开关管的个数；非对称的3H桥右边桥臂的2个开关管比其他开关管的开关频率低，但是承受电压高，可以用低频高压的电力电子器件来代替；每相只需要一个独立直流源。

2 悬浮电容电压平衡控制

由于从逆变器由悬浮电容供电，而悬浮电容电压将随着电流的输出而波动，这必然要导致逆变器输出电压的谐波含量增加，在某些极限的情况下甚至可能损坏开关器件，因此，控制悬浮电容电压稳定，或者令其在允许的范围波动，成为逆变器正常工作的关键。本文以逆变器输出7电平为例进行分析，此时主从逆变器直流母线电压比为2:1。

设电源电压为2E，悬浮电容电压为E，忽略逆变器的开关损耗，简化电路模型如图2（a）所示，vba为主逆变器输出电压，vdc为从逆变器输出电压，负载电压vda，而io为负载电流。当负载为感性负载时，一个周期内逆变器等效输出电压和电流波形如图2（b）所示，图中θ表示电压波形的电角度，在0～π/2内。

（1）当 0＜θ＜θ1时 io＜0，θ1为电压由 0 电平向 1 电平变化时的电角度，此时vda=0。若vba=-E，vdc=E，此时给悬浮电容充电；若vba=E，vdc=-E，悬浮电容放电；若vba=0，vdc=0，悬浮电容电压保持恒定。

（2）当 θ1＜θ＜θ2时 io＜0，θ2为电流过零时的电角度，此时输出电压vda=E。若vba=0，vdc=E，负载回馈能量给悬浮电容充电；若vba=2E，vdc=-E，悬浮电容放电，同时负载也回馈能量；若vba=E，vdc=0，悬浮电容既不充电也不放电，电压保持恒定。

（3）当 θ2＜θ＜θ3时 io＞0，θ3为电压由 1 电平向 2 电平变化时的电角度，此时输出电压vda=E。若vba=2E，vdc=-E，电源给悬浮电容充电；若 vba=0，vdc=E，悬浮电容放电；若vba=E，vdc=0，悬浮电容既不充电也不放电。

（4）当 θ3＜θ＜θ4时 io＞0，θ4表示由 2 电平向 3 电平变化时的电角度，此时输出电压vda=2E。若vba=2E，vdc=0，悬浮电容电压保持恒定，若vba=E，vdc=E，悬浮电容放电，给负载供电。

（5）当 θ4＜θ＜π/2 时 io＞0，输出电压 vda=3E。此时vba=2E，vdc=E，悬浮电容放电。

在π/2～π内，工作情况类似，这里不再详细介绍。从以上分析可以知道，电容充放电状态与开关组合及逆变器电流方向相关，其关系如表1所示，表中1表示开关开通，0表示开关断开。

图2 逆变器简化输出电压电流波形Fig.2 Simplified waveforms of voltage and current output from the converter

根据表1可知，变流器输出电压为2E时，根据开关组合和负载电流可以确定悬浮电容的充放电状态，同时检测电容电压，根据电容电压值选择合适的开关组合，这样就可以得到悬浮电容电压平衡的控制基本逻辑[11,15]：即当悬浮电容电压低于设定的电压时，选择可以提高电容电压的开关组合；当悬浮电容电压高于设定的电压时，选择可以给悬浮电容放电的开关组合。

表1 输出电压组合与悬浮电容状态Tab.1 Combination modes of output voltage and state of floating capacitor

图3 调制和电容电压平衡控制原理Fig.3 Principle of modulation and capacitor voltage balance control

根据上文分析，设计了悬浮电容电压平衡控制策略，原理如图3所示。在每个开关周期，测量电容电压和负载电流的方向。把悬浮电容电压送入滞环比较器进行比较，当电容电压大于滞环比较器的上限值时，控制信号SV=1，同时根据当前时刻负载电流的方向以及PWM的比较结果，根据表1优先使用电容放电的开关组合，控制悬浮电容放电，使悬浮电容两端的电压降低；如没有合适的组合，则无法控制电容电压；当电容电压小于滞环比较器的下限值时，控制信号SV=0，同时根据电流的方向以及PWM的比较结果，优先选择使得电容充电的开关组合，控制悬浮电容充电，使悬浮电容两端的电压升高；如没有合适的组合，则电容电压继续下降。滞环比较器的电压设定范围可以根据工作情况进行调整，比如可以设定在参考电压的±10%之内。

3 系统仿真与实验

3.1 仿真结果

在Matlab/Simulink环境中搭建了系统的仿真模型，仿真参数为：直流电源电压E1=48 V，设定悬浮电容电压VC3=24 V，悬浮电容C3=4 700 μF，调制比ma=0.78，开关频率f=2.5 kHz，感性负载电阻R=14.6 Ω，电感L=34.4 mH。图4给出了悬浮电容开始充电和稳定状态下的仿真波形。从图4（a）中可以看出，逆变器启动阶段，由于悬浮电容的电压初始值为0，电容处于充电状态，此时输出电压和电流波形畸变较大；当悬浮电容电压逐渐达到设定电压后，输出电压和充放电电流才达到动态稳定状态，电容电压波动也处于合理的范围内，如图4（b）所示；如图4（c）所示，启动时，悬浮电容处于充电状态，电容电压逐步增大；稳态时，悬浮电容的充放电电流基本对称，如图4（d）所示；图4（e）为稳态运行时2个级联单元的输出电压波形；图4（f）为逆变器输出的电压和电流波形。

3.2 实验结果

为了验证所提拓扑的有效性，搭建了1台小功率的实验装置。主电路参数为：直流电源电压E1=48 V，设定悬浮电容电压VC3=24 V，调制比ma=0.78，开关频率波频f=2.5 kHz，感性负载电阻R=14.6 Ω，电感L=34.4 mH，悬浮电容大小C3=4 700 μF，开关管采用IGBT IRGP35B60。PWM控制信号用FPGA来产生，选用XILINX公司SPARTAN-3E开发板。图5给出了悬浮电容开始充电和稳定状态下的实验波形。如图5（a）所示，在启动过程中，电容电压逐步上升最后逐步稳定，此时逆变器的输出电压波形如图5（b）所示，而逆变器的输出电流和电容电流如图5（c）所示。在稳态运行时，变流器2个级联单元的输出电压波形如图5（d）所示，此时悬浮电容的电压在一个允许范围内保持波动，输出较理想的正弦波电流，如图5（e）所示。

图4 仿真结果Fig.4 Simulation results

图5 逆变器的实验波形Fig.5 Experimental waveforms of converter

4 结语

本文提出了出了一种基于悬浮电容的主从式逆变器。该逆变器由一个二极管箝位或飞跨电容的非对称五电平H桥和一个H桥级联构成，其中主逆变单元由独立电源供电，而从单元由悬浮电容供电。与传统的级联式逆变器相比，带悬浮电容的级联式逆变器减少了独立直流源的个数，提高了直流源的利用率。通过检测悬浮电容的电压和负载电流的方向以及冗余的组合状态，初步实现了悬浮电容电压的平衡控制。本文以7电平混合级联型逆变器为例进行了分析、仿真和实验，仿真和实验结果初步验证了理论的可行性和正确性，但是受条件所限，如应用于高压大功率的场合需要进一步验证。