串联谐振推挽式3 kV直流高压电源的设计

闫冠宇，杨智清，郭小磊，程 明

(北华大学 电气与信息工程学院，吉林 吉林 132021)

为满足中子发生器石油测井的需求，开发小体积、高效率、稳定性高的中子管离子源直流高压电源势在必行.石油井下是小型发电机，电池供电对电路效率体积要求比较高，传统PWM硬开关存在着开通关断交叉损耗，寄生电感、电容的存在，会导致高频驱动方波在功率管开通时产生大的浪涌电流，关断时产生很高的尖峰电压，增加开关损耗，限制开关频率的提高，因而难于实现小型化、高效率[1,2].为使推挽变换器实现零电压开通，零电流关断，采用谐振变换技术，引入一种推挽串联谐振倍压变换器拓扑结构[3-5].倍压整流电路能够很大程度上减小变压器升压倍数和体积，故该电路不失为一种理想的拓扑形式.

1 整体工作原理

串联谐振推挽式3 kV中子管直流高压电源谐振变换电路原理如图1所示.推挽高频变压器副边通过6倍压整流实现3 kV输出.

VD1，VD2是开关管体二极管，CS1，CS2是MOSFET漏源极寄生电容和外并电容之和，并且CS1=CS2，C1=C2=C3=C4=C5，Lr是变压器次级漏感，Cr是C-W倍压整流电路的第一级倍压电容，RL为实际负载.

图1 谐振变换电路原理图

2 变换器特性研究

Steigerwald提出了一种适用于任何一种谐振变换器的分析方法[6-9].用电压电流的傅立叶级数的基波分量代替逆变器的输入方波，简称一次谐波近似(First Harnonic Approximation-FHA).用交流 分析法定量分析该拓扑的稳态运行状态，为了便于分析假设：功率管为理想开关管，所有无源器件均为线性元器件.

开关管Q1和Q2交替导通，变压器初级输入直流电压是幅值为Ui的方波，一个周期内原边电压基波分量：

(1)

ws=2πfs，fs为电路开关频率，Ui为初级输入电压，由(1)式的近似，可得到初级输入电流ip(t)也是正

(2)

Ip为电流的有效值.直流电压源的输入电流Ii,dc可以看作一个周期内ip(t)流经Q1开关管的平均值.

(3)

Ts为电路的周期，一个周期内变压器次级谐振电路的输入电压，是经过变压器倍压之后幅值为Us的方波，其基波分量可表示为：

(4)

N为匝数比，经过LC谐振变换器之后，谐振网络输出电压即倍压整流电路的输入电压UR是幅值为Uo/6的方波，其基波分量为：

(5)

倍压整流电路输入电流即谐振网络的输出电流的基波分量：

(6)

Id为谐振网络输出电流基波分量的有效值，φ为输入阻抗角，为了便于分析谐振网络输出特性把倍压整流电路等效为整流电路，升压倍数为6.UR和Id电压和电流同相位，倍压整流网络相对于谐振网络可以等效为一个电阻：

(7)

Uo为输出电压，Id中的高频成分经过滤波电容之后，流经负载RL的电流Io只有直流分量，根据功率相等原则可得Io：

(8)

式中，Po为输出电阻为RL时的功率.将(15)式代入(14)式可得等效电阻Re：

(9)

变压器副边传递能量有两种情况，Q2导通时，变压器次级给谐振电容充电，Q1导通时，变压器次级和谐振电容串联给倍压电容充电，由基尔霍夫电压定律可知，谐振腔Cr两端电压大小相同极性相同[10,11].功率管轮流导通时，电路模型是等效的，等效的FHA电路模型如图2所示.

图2 FHA等效电路模型

把次级谐振网络映射到初级，其等效电路如图3所示.

图3 谐振等效电路

等效之后，由正弦输入激励和一个等效负载组成，用交流电路分析方法来分析此二端口网络模型.用其传递函数G(s)和输入阻抗来表示：

(10)

Re为等效电阻，Lr为变压器次级漏感，Cr为倍压电容归一化后直流电压增益：

(11)

fs/fr图4 变换器增益特性曲形

从图4中可以看到，对于不同的Q值曲线都会经过独立负载点，实际针对不同Q值仿真发现，随着Q值增大频率调节范围变窄，同时也可得到电压增益随着阻抗的增大而减小.实际工程中，需要根据具体情况选择Q值.

3 电路参数选择原则

输入电压范围越宽，则工作频率也会相应变得更宽，因此，很难对电路进行优化设计，综合考虑，以效率为优化目标进行参数设计.电源效率和很多因数有关，这里利用归一化方法推导出谐振变换器拓扑的效率曲线[12].对电路中的物理量采用归一化值表示：

(12)

选取不同的f值可得出效率和电压增益的曲线如图5所示，为电路的参数选择提供重要依据.

M图5 效率和电压增益曲线

实际设计电路时，可以根据效率和电压增益关系图选择最大效率工作点.

(13)

(14)

(15)

(16)

利用Lr和Cr等式以及图5效率和电压增益关系图选择元器件参数大小.

4 电路设计与参数选择

5 仿真与实验结果

利用仿真软件saber去验证参数设计的合理性.取CS1=CS2=25nF，Cr=12nF，Lr=135uH.仿真原理图为图1，Q1和Q2零电压导通波形一致，这里给出Q1的导通波形，仿真结果如图6所示，零电流关断如图7所示，零电压导通如图8所示.

t/s图6 3 KV输出电压仿真波形

t/s图7 Q1和Q2零电流关断

t/s图8 Q1和Q2零电压导通

根据原理搭建一台实验样机，上下管结构对称，波形一致满载时给出上功率管端电压和驱动电压波形如图9所示，变压器次级谐振电流波形用谐振电容电压波形代替如图10所示次级电压下降到近零后功率管关断，实测效率达到91%.

t/(2.5us/格)图9 Q1零电压开通

t/(2.5us/格)图10 次级谐振电容电压波形

6 结 论

基于串联推挽谐振变换器设计出6倍压整流3 kV输出的中子管离子源直流高压电源，研究分析其谐振变换器特性.其中谐振变换器的直流电压增益曲形和效率曲线对变换器谐振参数设计具有参考价值，同时利用C-W倍压电路，减少变压器升压倍数，有利于减小中子管离子源电源的体积和重量，方便井下及便携应用.