大角度稳定的双频双极化频率选择表面

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( 1.江苏省气象探测与信息处理重点实验室， 江苏南京 210044；2.江苏省气象传感网技术工程中心， 江苏南京 210044；3.南京信息工程大学雷达技术研究所， 江苏南京 210044)

0 引言

随着现代通信和雷达技术的快速发展，对多频高增益天线的需求日益突出，把卡塞格伦天线副反射面设计为频率选择表面(FSS)，实现同一副天线发射或接收两种不同频段的电磁波，不仅可以降低多频段通信的成本，而且可以减少卫星和机载设备的载荷。这种双极化多频面天线实现的关键是设计一个具有透射和反射特性的双频FSS，且具有较宽入射角度和极化稳定性。

频率选择表面(FSS)是一种可以选择性透射或反射不同频率电磁波的周期性结构，在军事和气象领域具有很高的研究价值和应用前景，已广泛用于飞机和军舰的隐身技术、人工磁导体、微波极化转换器、大口径反射面天线和雷达罩[1-3]。近期频率选择表面(FSS)的研究热点包括非谐振单元构造等效容值感值的最小频率选择表面(MEFSS)[4]，具有高矩形系数和带外抑制特性的基片集成波导型频率选择表面[5]，可重构的有源频率选择表面[6]等。

1 设计过程

在多波段通信卫星天线中，频率选择表面(FSS)可同时提供双波段或多波段覆盖。

图1是多频面天线，双曲面形式的副反射面虚焦点与抛物面形式主反射面的焦点重合，X波段和Ku波段馈源的相位中心分别位于主反射面的焦点和副反射面的实焦点。虽然用孔径型频率选择表面(FSS)可达到低频反射和高频透射特性相对简单，但为减小高频馈线损耗，一般把X波段的馈源放置在天线主反射面焦点处，Ku波段馈源放置在副反射面的实焦点处。天线发射或接收时，X波段电磁波透射过FSS副反射面，被抛物面形式的主反射面以平面波传播，Ku波段馈源发射的电磁波被FSS反射，同样被主反射面以平面波传播。设计出具有极化稳定性的频率选择副反射面，可实现同一副天线接收或发射两种不同频率，不同极化的电磁波，不仅减少了成本，在探测特殊目标物时还可以获得丰富的回波信息[7]。在实际应用中，无论是在分频复用的反射面天线，还是应用于雷达罩，都需要考虑大角度电磁波入射下FSS的频率响应特性。设计具有大角度和极化稳定性的频率选择表面，选取单元周期小尺寸，阵列排布紧密的结构尤为重要。图2将常规排列的FSS与六边形紧凑排列的FSS进行对比，后者拥有更好的角度和极化稳定性。

图1 双频面天线示意图

图2 Y单元常规排列、六边形紧凑排列和二者的传输特性对比

从频率特性上看，频率选择表面(FSS)一般分为两类，孔径型形成的带通响应和贴片型形成的带阻响应。要设计一种在低频段透射、高频段反射的结构，单一的孔径型和贴片型都不能满足此设计要求。在雷达罩和副反射面的共形设计中，考虑多层频率选择表面进行曲面加工的误差和复杂程度，本文采用如图3所示的单层结构，紧凑排列的孔径在9.4 GHz左右形成较大的通带，发生透射；紧凑排列的贴片在14.5 GHz形成阻带，发生反射，把紧凑排列的贴片型频率选择表面放置在孔径型频率选择表面中，金属间距的减小增大了整体的容值，贴片型频率选择表面的加入增加了整体的感值，降低了谐振频率，使得频率选择表面进一步小型化。与常规排列方式相比，六边形紧凑排列的方式大大降低了阵元间距，提升了频率选择表面的角度稳定性和极化稳定性，而且卡塞格伦天线的副反射面一般是双曲面，当双曲面曲率较小且单元与副反射面相比极小时，设计中可以用平面频率选择表面(FSS)来近似曲面。本文采用六边形排列的方式，单元间十分紧凑，间距小于谐振波长的六分之一，不仅具有更好的角度和极化稳定性，而且近似曲面的程度也更高。设计中Y单元相当于把弯折后的偶极子单元首尾相连，在单元周长约等于一个有效波长时发生谐振，根据式(1)可以算出介电常数为3.38的Rogers 4003C介质板加载时X波段的有效波长，可以粗略估算出Y型结构单边长度约为3.2 mm。

(1)

图3 单个FSS单元和组合后FSS单元的传输系数

图4 周期结构栅瓣形成示意图

(2)

栅瓣出现的频率f为

(3)

(4)

得到栅瓣开始出现的频率与阵元间距P的关系，由式(4)可知，当单元间距小于半个波长时在任意角度入射均不会出现栅瓣，经计算，入射波频率在20 GHz以内任意角度入射不出现栅瓣的条件是阵元间距小于7.5 mm。

图5(a)用外缝臂长L1和单元间距P单独控制X波段通带，单元间距的减小使得Y孔径单元的带宽增加，而孔径中引入的Y贴片单元也会受到影响，导致引入的Ku波段反射带轻微右移，通过加大外缝臂长使其稳定。图5(b)用外缝臂长L1和内环宽W2单独控制Ku波段反射带，L1的减小使得通带和反射带谐振频率变高，同时增大内环宽会使整个Y单元变宽，相当于减小了单元间距，使得X波段谐振频率减小，Ku波段谐振频率增大，实现对Ku波段反射带的控制。

(a) 单独控制X波段通带

(b) 单独控制Ku波段反射带图5 改变臂长L1、单元间距P和内环宽W2 实现对不同频段的单独控制

2 仿真设计

Y环单元的特征尺寸如图2所示，包括外缝宽W1、外缝臂长L1、内环宽W2、内环臂长L2，根据理论推导臂长和单元间距，仿真优化后得到该结构的参数为：外缝宽W1=1 mm，外缝臂长L1=3.3 mm，内环宽W2=0.3 mm，内环臂长L2=3 mm，相邻单元间的距离为5 mm，外缝和内环间的缝隙宽0.3 mm。本文使用基于有限元算法的ANSYS HFSS进行仿真计算，使用介电常数为3.38的Rogers 4003C介质板，厚度为0.508 mm，铜厚为0.038 mm，考虑到导电体的氧化和表面粗糙度，仿真时将铜的电导率调低一个数量级以接近实际情况。图 6和图7分别是TM和TE波从不同角度入射时仿真得到的传输系数，图8和图9分别是TM和TE波从不同角度入射时仿真得到的反射系数。在通带9.41 GHz处，TM波在0°～80°入射时损耗小于0.25 dB，5%的带宽内损耗小于0.34 dB；TE波0°～80°入射时损耗小于0.8 dB，5%的带宽内损耗小于1 dB。在反射带14.5 GHz处，TM波在0°～80°入射时反射率大于97.5%，5%的带宽内反射率大于96.5%；TE波 0°～80°入射时反射系数大于93%，5%的带宽内反射系数大于91%。以上仿真结果表明，新型单元即使在入射角偏离法线80°的临界值，频率选择表面(FSS)的谐振频率和基本特性依然稳定，基本不受电磁波入射角度的影响。

图6 仿真TM波0°～80°入射的传输系数

图7 仿真TE波0°～80°入射的传输系数

图8 仿真TM波0°～80°入射的反射系数

图9 仿真TE波0°～80°入射的反射系数

3 实测结果

考虑频率选择表面(FSS)将作为有限大的副反射面使用，制成了如图10所示120 mm×120 mm规格,如图11(a)、图11(b)所示用网络分析仪以及工作频率在X波段和Ku波段的喇叭天线对频率选择表面(FSS)进行测试。

图10 制备的频率选择表面(FSS)

(a) 测试系统框图

(b) 暗室测试图图11 测试系统框图和暗室测试图

图12 实测TM波0°～80°入射的传输系数

图13 实测TE波0°～80°入射的传输系数

(5)

厚度为0.508 mm的 Rogers 4003C介质板在14.5 GHz处介质损耗为3%，实测TE波和TM波0°～80°角入射在反射带5%带宽内S21小于 -12 dB,即0°～80°在反射带5%带宽内FSS透射率小于6.3%，由实测透射率和介质损耗，根据式(5)计算出TE波和TM波0°～80°入射时在中心频率14.5 GHz的5%带宽内反射率约大于90%。表1将仿真和实测结果进行了对比，在9.41 GHz仿真和实测结果吻合，由于加工误差造成谐振点的略微偏移，实测的有限大FSS产生的边缘效应和仿真时理想的无限大FSS间的差异，以及测试系统中的噪声和驻波使得14.5 GHz处实测结果略逊于仿真结果，但80°入射角内14.5 GHz处的透射系数仍小于-10 dB,可以得出仿真和实测结果基本吻合。

4 结束语

本文阐述了实现大角度稳定的双极化频率选择表面(FSS)理论和设计方法。利用Y单元六边形紧凑排列的优势，设计了一种具有角度稳定的双极化FSS。仿真和实测结果表明该设计方法可行，新型单元采用单层结构易于加工，0°～80°斜入射时在9.41 GHz透射，5%的带宽内损耗小于1 dB,同时在14.5 GHz时反射，5%的带宽内反射率约大于90%，FSS通带和反射带兼备良好的角度稳定性和极化稳定性，该设计对于分频复用的反射面天线和曲面流线型隐身雷达罩有很好的应用价值。