单电源直流耦合运算放大器设计方法的研究

李百明

（闽南理工学院光电与机电工程学院，福建石狮362700）

运算放大器简称运放，优异的性能性价比，高集成度、可靠性[1]，使其在模拟电路设计中几乎无处不在，在信号放大、滤波、隔离、语音、视频、传感器和通信等电子系统中有着广泛的应用。历经几十年的发展，大部分运算放大器还要求采取双电源供电。然而，在过去几年里，受市场需求的推动，单电源运放已增长成为市场上最重要的一类产品。在汽车、机顶盒、照相机、摄像机、PC以及笔记本电脑等领域都需要大量使用采用单电源供电的运算放大器[2]。当运放采用双电源供电时，电源的两个端电压通常大小相等、极性相反，而两个电源之间的中心抽头与地相连。任何接地的输入信号源也就自动以电源的中心电压为参照，所以，输出电压也自动以地电位为参照[3]。单电源供电系统则没有双电源系统那样方便的地电位参照，单电源供电系统一般以电源的一个端电压为参考地，当输入信号以这个地为参照时，这相当于双电源情况下把输入信号连接到了电源的端电压上，由于放大器的输出电压不可能低（高）于最低（大）的供电电压，所以必须用偏置电路来保证输出电压的摆幅位于两个正确的电压之间，这样的偏置要求增加了单电源设计的复杂性。为了解决这个问题，本文先对单电源直流耦合运算放大器的通用设计方法进行阐述，然后分析电路会发生振荡的可能原因，给出解决措施，最后通过Multisim仿真实验对所设计电路进行功能验证。

1 运算放大器的线性方程

运算放大器的同相和反相电路有多种可能的变化结构，实际应用前没有必要对每种结构进行分析，可以采用更好地方法—解方程。

运算放大器工作在线性区时，由运算放大器组成的电路可看做线性电路[4-5]。线性运放的直线方程为:

其中，VIN是输入电压,VOUT是输出电压；m,b是常数，且m≠0。

只要给出输入、输出的两组数据，带入上面的方程，即可解出该电路方程的通用形式。

2 不同配置下运算放大器的通用电路

2.1 同相正偏置电路

m＞0,b≥0时，放大器采用同相输入，将偏置电路加在同相输入端一侧，其电路可以采用图1所示的通用结构。图中，VREF为基准参考电平；C1、C2为去耦电容，用来降低噪声，提高电路的噪声抑制能力。根据分压器规则和叠加定理得出同相正偏置电路的方程为:

图1 同相正偏置电路

将式（2）与式（1）相比较后，得到:

2.2 同相负偏置电路

m＞0,b≤0时，放大器采用同相输入，将偏置电路加在反相输入端一侧，其电路可以采用图2所示的通用结构。

图2 同相负偏置电路

根据戴维南定理和叠加定理得出此电路的方程为:

将式（3）与式（1）相比较后，得到:

2.3 反相正偏置电路

m＜0,b≥0时，放大器采用反相输入，并将偏置电路加在同相输入端一侧，其电路可以采用图3所示的通用结构，D1为锗或肖基特二极管。从图3可知，输入信号VIN应该为负值。如果没有D1，当电路工作正常时，反相正偏置电路在处理负电压输入时没有问题，但是，当VCC断开而输入电路存在一个负电压时，这个负电压大部分将加在运放的反相输入引脚上，导致运放内部第一输入级由于反偏而烧毁。如果加上D1，当VCC断开而输入电路存在一个负电压时，由于二极管的导通压降只有200 mV，这个很小的电压对大多数运放的输入端都是无害的，起到保护运放的作用。

图3 反相正偏置电路

根据叠加定理得反相正偏置电路的方程为:

将式（4）与式（1）相比较后，得到:

2.4 反相负偏置电路

m＜0,b≤0时，放大器采用反相输入，并将偏置电路加在反相输入端一侧，其电路可以采用图4所示的通用结构，D1为锗或肖基特二极管，防止运放的输入端被烧毁。作为进一步的改善，可以把电阻R1拆成两个阻值相等的电阻,再取一个电容C3，一个端子接到这两个电阻中间，另一端接到地端，给参考电平串入一个低通滤波器。

图4 反相负偏置电路

根据叠加定理得反相负偏置电路的方程为:

将式（5）与式（1）相比较后，得到:

3 避免电路振荡

3.1 运放电路发生振荡的条件

图5是由放大器A、反馈β、谐振电路R构成的反馈系统。根据巴克豪森振荡条件可知，该系统发生振荡必须同时满足以下两个条件:（1）反馈环路中的增益大于1；（2）反馈环路转一圈时的相位偏差在360°以上。大多数的放大电路都采用负反馈，这时输入和输出的相位已相差180°，如果某点的频率处在A或β或R中，相位再转180°，那么条件（2）即成立；由于放大器A的放大倍率足以补充β、R的损耗，保持1以上的增益，那么条件（1）也成立，此时振荡就开始了[6]。

图5 反馈系统框图

3.2 极点对相位的影响

要使本来已是负反馈的相位再发生180°的偏差，一定是某处的相位发生了旋转。IC电路中，使相位自然发生旋转的主要是C和R的组合电路。图6是由R和C构成的低通滤波器。图7是用伯德图表示的频率特性，fp为转角频率。

图6 低通滤波器

图7 低通滤波的频率特性

图7的下半部分表示的是极点附近的相位情况。对于输入信号Vin，输出VO的相位从比极点低一位数的0.1fp开始滞后，到fp时刚好滞后45°，从10fp开始滞后90°，此后保持不变，即一个极点最多产生90°的相移。

3.3 振荡的原因及措施

3.3.1 OP放大器引起振荡

OP放大器内部结构非常复杂，可以等效出多个极点，要想让运放稳定工作需要采取相位补偿措施。根据补偿的位置分为内部补偿运放和外部补偿运放两大类。内部补偿运放的相位补偿由IC制造商完成，电路的稳定性非常好，多用于对响应速度等极限性能没有要求的情况，典型代表有741、318、356等。采用外部补偿的运放，需要由设计者自己对运放做外部补偿，具体的补偿措施详见文献[3]第八章。由于运放内部存在多个极点，在没有加上起稳定作用的外部元件时，相位很容易就滞后180°，导致运放不稳定或发生振荡。典型代表有709、709C、301A和308等。

3.3.2 OP放大器外部引起振荡

图8为OP放大器外部引起振荡的示意图。图中的Ci为输入侧的杂散电容，当Rs打开时，电阻Rf和杂散电容Ci引入一个极点，如果Rf的值取得很高，则很容易使电路发生振荡。

图8 放大器外部引起振荡

此外，运算放大器所接的负载不可能是理论上的纯电阻，所以负载的静电容不可能是零，设负载的静电容为CL、OP放大器的输出内阻为R0，则由负载电容也可引入一个极点，当负载电容较大或高速宽频下即使负载电容很小，也很容易引起电路振荡。

消除OP放大器外部因素引起振荡的措施是在反馈电阻Rf两侧并联一个电容Cf，产生一个零点，若使反馈电容Cf大于Ci和CL,则可完全消除由Ci和CL引入的极点。

4 仿真实验结果与分析

采用Multisim 14对所给电路进行仿真验证。表1为运算放大器的仿真参数，OP放大器选用的型号为TLV2374，电阻的容差为5%;运算放大器通用电路的传递曲线,见图9。

表1 运放仿真参数

图9 运算放大器通用电路的传递曲线

由图9知，传递曲线均为一条直线，这表明所设计的电路是线性的。图中测得的传递曲线和表1中的理论曲线非常接近，是因为实验时使用了高性能的运算放大器TLV2374的结果，这个运放在单电源供电电路中能实现轨到轨操作；如果实验时使用的是LM358这样的老式运放，则实测传递曲线的动态范围会受到限制，引起大信号时的失真。传递曲线和理论曲线之间有一定的误差，是因为按照表1中给定的输入和输出数据关系计算出来的电阻值不是一个容差为5%的标准电阻值，即电阻的选择值和计算值之间存在着误差；此外TLV2374是有输入偏流和输入失调电压的，这些误差所引起的影响在输出电压的尺度下是难以测定的。但对于5%精度的元件来说，已经极好的实现了预期目标。

5 结论

直流耦合运算放大器使用单电源供电时需要增加偏置电路，增加了单电源供电设计的复杂性，为了解决这个问题，给出了直流耦合放大器在同相和反相配置下的通用设计方法。该方法是把要求的数据指标带入运放的线性直线方程，求解出常数m和b，根据m和b的符号选择相对应的配置电路，在根据对应的电路方程计算出电路参数，即可完成单电源供电运放电路的设计搭建。实验结果表明电路实际的传递曲线和理论曲线非常接近，达到了预期目标。