基于SHEPWM的三电平NPC逆变器中点电压波动抑制方法研究
2018-10-09胡耀威程竟陵陈国柱
周 游,胡耀威,程竟陵,陈国柱
(浙江大学 电气工程学院,浙江 杭州 310027)
0 引 言
为了满足风力发电、机车牵引和矿井提升等对中高压大功率变流器的需求,三电平变流器成为主流选择[1]。目前广泛使用的三电平变变流器有3种。对于NPC变流器,研究热点为中点电位平衡控制和在低开关频率下的PWM技术。而中点平衡控制对于NPC变流器非常重要[2],近几十年来研究人员提出了大量的中点电位平衡控制方法:通过调整三电平SVPWM中冗余小矢量对的占空比[2-3]解决中点电位平衡问题;除此之外,也存在通过调节三电平SPWM中注入的零序电压的中点电位平衡控制方法[4]。尽管仍有其他文献讨论三电平NPC变流器中点电位平衡问题,但一般都是基于SPWM或SVPWM调制策略。
为了降低中高压大功率应用装置中的开关损耗,需要一些开关频率较低的特殊调制技术,包括同步调制、电流谐波最小PWM[5]和特定谐波消除PWM。文献[6]提出了一种中点电位滞环控制方法,在中点电压偏高需要放电时,将对电容充电的PWM组合替换为对电容放电的PWM组合,有效抑制了中点电压波动,但存在开关频率较大、输出电压波形不对称等问题。在此基础上,文献[7-8]利用切换对中点电压作用相反的冗余小矢量,能有效地抑制中点电压波动,但仍存在增加开关频率的问题。文献[9]提出了基于三次谐波控制的三电平SHEPWM优化策略,但未能给出三次谐波的最佳含量。
本文提出基于三次谐波定量控制的三电平SHEPWM下中点电压低频波动的抑制方法。
1 三电平特定谐波消除调制
1.1 三电平NPC
三电平中点钳位逆变器(NPC)的每相由4个全控型器件和2个二极管组成,其结构如图1所示。
图1 三电平NPC并网逆变器拓扑结构
a相电压与桥臂上4个开关管通断状态的对应关系如表1所示。
表1 a相输出电压与桥臂开关管状态的关系
注:1—开关管导通;0—开关管关断
1.2 三电平SHEPWM
NPC逆变器单相输出电压波形如图2所示。
图2 NPC逆变器输出单相电压波形注:αk—开关角,即开关管通断状态切换的时刻
输出电压为1/4周期对称,对其进行傅里叶分解,令基波幅值等于参考电压,6h±1次谐波幅值为0,则求解1/4周期对称SHEPWM的方程为:
(1)
式中:M—基波调制比,M=U1/(Udc/2)。
由于3次及其倍数次谐波在三相系统中为零序,传统SHEPWM不对三倍频谐波进行控制。
2 中点电压波动抑制策略
传统SHEPWM开关角求解方程,没有将中点电位平衡控制引入方程中,同时也没有对三次谐波进行控制,本文将三次谐波控制引入到中点电压低频波动抑制中来。
首先要求出中点电流与三次谐波含量的关系。假设三相电压只含有基波分量与三次谐波含量,即:
(2)
(3)
(4)
式中:k3—三次谐波幅值与基波幅值的比值。
假设三相电流只含有基波分量,其他各次谐波都已消除,则三相电流可表示为:
(5)
式中:φ—功率因数角。
针对PWM调制,三相参考电压与中点电流的关系为[10]:
(6)
将式(4)代入式(6)中可得:
io=-M|sinθ+k3sin(3θ)|ia-
M|sin(θ-2π/3)+k3sin(3θ)|ib-
M|sin(θ+2π/3)+k3sin(3θ)|ic
(7)
考虑到k3会影响sinθ+k3sin(3θ)的正负,对方程简化造成困难,有必要对k3取值进行限制。令sinθ+k3sin(3θ)与sinθ符号保持一致,即在0<θ<π时,sinθ+k3sin(3θ)为正,在π<θ<2π时,sinθ+k3sin(3θ)为负。通过分析sinθ/sin(3θ)的波形,可得:
-1/3 (8) 由于极值点很容易获得,这里不再赘述。则式(7)可简化为: (1)当0<θ<π/3时: io=-M[sinθ+k3Msin(3θ)]ia+ M[sin(θ-2π/3)+k3Msin(3θ)]ib- M[sin(θ+2π/3)+k3Msin(3θ)]ic= (9) (2)当π/3<θ<2π/3时: (10) (3)当2π/3<θ<π时: io=-M[sinθ+k3Msin(3θ)]ia- M[sin(θ-2π/3)+k3Msin(3θ)]ib+ M[sin(θ+2π/3)+k3Msin(3θ)]ic= (11) (4)当π<θ<4π/3时: io=+M[sinθ+k3Msin(3θ)]ia- M[sin(θ-2π/3)+k3Msin(3θ)]ib+ M[sin(θ+2π/3)+k3Msin(3θ)]ic= (12) (5)当4π/3<θ<5π/3时: io=+M[sinθ+k3Msin(3θ)]ia- M[sin(θ-2π/3)+k3Msin(3θ)]ib- M[sin(θ+2π/3)+k3Msin(3θ)]ic=- MIm[-2k3sin(3θ)sin(θ-φ)] (13) (6)当5π/3<θ<2π时: io=+M[sinθ+k3Msin(3θ)]ia+ M[sin(θ-2π/3)+k3Msin(3θ)]ib- M[sin(θ+2π/3)+k3Msin(3θ)]ic=- (14) 将0~2π区间均分成6份,则式(9~14)可统一表示为: (15) 式中:io1—基波分量作用产生的中点电流;io3—三次谐波分量作用产生的中点电流,j=1,2,3,4,5,6。 假设功率因数为1,即φ=0,则中点电流波形如图3所示。 图3 中点电流波形(φ=0) 在功率因数为其他值时,也有类似关系。若k3取值合适,则可很大程度抑制中点电压低频波动。 下面给出一种计算k3最优值的一种办法。 分别将io1和io3从0~π/3进行积分,可得到中点电压vo1和vo3为: (16) 令vo3等于-vo1,则可由式(17)求出k3: (17) 图4 中点电压波形(φ=0) 在计算vo1和vo3时,算式的绝对值求解符号应与sinθ+k3sin(3θ)的绝对值求解符号保持一致。 由图4可知,k3取最优值时,中点电压低频波动能得到有效抑制。则通过引入三次谐波控制可得到新的求取SHEPWM开关角方程: (18) 通过求解方程可得一组新的开关角。 本研究基于Matlab/Simulink平台验证所提方法在三电平SHEPWM中对中点电压波动抑制效果,模型为2 MW/3 kV并网逆变器,仿真参数如表2所示。 表2 仿真参数 笔者比较直流分裂电容电压udc1和a相并网电流ia,并对a相并网电流ia作FFT分析。对比采用传统SHEPWM的结果如图5所示。 图5 采用传统SHEPWM的仿真波形(M=0.8) 图5中,中点电压波动的主要成分为三次谐波,波动范围接近100 V,并网电流THD为4.65%。 改进SHEPWM的结果如图6所示。 图6 采用改进SHEPWM的仿真波形(M=0.8) 图6中,中点电压波动范围约为50 V,且中点电压的3倍频波动得到抑制,并网电流THD为3.21%。 比较传统SHEPWM和改进SHEPWM的仿真结果可知,改进SHEPWM能有效抑制中点电压波动,改善并网电流质量。 本研究针对三电平NPC逆变器在发生中点电压波动时并网电流发生畸变的问题,分析了相电压中基波与三次谐波对中点电压波动的影响,建立了中点电压与三次谐波含量之间的关系,提出了基于三次谐波定量控制的改进SHEPWM方法,搭建了2 MW/3 kV逆变器并网模型,并对改进SHEPWM方法进行了测试。 研究结果表明:通过将传统SHEPWM开关角生成方程替换为能对三次谐波定量控制的开关角生成方程,中点电压的低频波动得到大幅抑制。3 实验及结果分析
4 结束语