基于多环结构的八模态涡旋波微带天线

2018-09-12朱茂华梁仙灵姚羽耿军平朱卫仁金荣洪

电波科学学报 2018年4期

朱茂华梁仙灵姚羽耿军平朱卫仁金荣洪

(上海交通大学,上海200240)

引言

当前无线通信所能分配的频谱变得异常拥挤,采用各种复用技术如时分复用(time division multiplexing, TDM)、码分复用(code division multiplexing, CDM)、频分复用(frequency division multiplexing, FDM)等无线系统所能传输的信道容量已接近极限. 1992年荷兰物理学家 L. Allen发现拉盖尔-高斯分布的激光束拥有轨道角动量(orbital angular momentum,OAM),并证实存在无穷多个离散正交的OAM模态[1],利用不同模态的涡旋波束区分不同的传输信道,就可以实现模态复用,这一结论为OAM的应用提供了理论依据.

产生涡旋电磁波的核心是构建具有涡旋相位特性eilφ的电流源或磁流源[2-4]. 2007年,Thide等人[2]采用交叉偶极子构建圆形阵列,当阵列中的每个单元相比于相邻单元形成一定的相位差时,天线方向图所表现出的性质与拉盖尔-高斯光束的螺旋性质十分相似,这一成果启发了涡旋电磁波在微波段中的使用.2011年他们又提出修正的反射面天线,即将旋转抛物面进行切割并抬升,使反射面具有螺旋上升的结构,从而也可产生涡旋电磁波[5]. 并于2012年采用大口径螺旋抛物面天线在意大利威尼斯的泻湖进行了涡旋电磁波传输实验,实现了工作在2.414 GHz携带有两个不同模态(l=0和l=1)的涡旋电磁波442 m远距离传播[6].

除了圆形阵列形式和螺旋反射面天线之外,涡旋电磁波也可以通过普通平面波束照射于涡旋相位板[7]、超材料反射表面[8]、赋形反射面[9]等实现天线口径的涡旋相位分布. 值得注意的是,受加工成型所限,同一个涡旋相位板或反射表面至多能产生2～3个涡旋相位模态[10]. 而基于阵列产生多模态需要复杂的馈电网络[11-13],如Rotman透镜、Butler矩阵等网络.

针对这一问题,本文基于圆形微带贴片等效为环形磁流源这一原理,通过四个共面同心短路圆环微带贴片,实现八模态(l=±1,±2,±3,±4)的涡旋电磁波束,并对该天线进行了加工和测试,验证了天线性能.

1 天线结构

八模态涡旋电磁波微带天线由四个短路同心圆环微带贴片构成,如图1所示. 每一圆环贴片的内环采用一圈的金属化孔实现短路电壁,通过在圆环贴片上选择合适的馈电位置,可激励不同的高次模TMnm[14-15]. 四个圆环微带贴片由里到外分别激励起TM21模,TM31模,TM41模,TM51模. 其中TM21模和TM31模采用双点同时激励产生;考虑高阶模易受相邻模的影响, TM41模和TM51模采用四点同时激励产生[16]. 每一个高次模可产生两个正交的相同阶次的OAM模态,即:TM21模用于产生l=±1,TM31模用于产生l=±2,TM41模用于产生l=±3,TM51模用于产生l=±4. 通过参数仿真与优化,天线的具体结构参数如表1所示.

(a) 俯视图(a) Vertical view

(b) 侧视图(b) Side view图1 涡旋波天线结构图Fig.1 The structure of OAM antenna

表1 天线结构参数Tab.1 Parameters of the proposed OAM antenna

2 基本原理

每一短路同心圆环微带贴片的内壁近似为理想的电壁,外壁近似为理想磁壁[17]. 由腔模理论,TMnm模的远场可以表示为:

[Jn-1(k0aisinθ)-Jn+1(k0aisinθ)],

(1)

[Jn-1(k0aisinθ)+Jn+1(k0aisinθ)]cosθ.

(2)

(3)

(4)

联合公式(1)、(2)和(3)、(4)可以得到:

[Jn-1(k0aisinθ)-Jn+1(k0aisinθ)],

[Jn-1(k0aisinθ)+Jn+1(k0aisinθ)]cosθ．

在直角坐标系下,总辐射电场的X和Y分量为:

[e-j(n-1)φJn-1(k0aisinθ)-e-j(n+1)φJn+1(k0aisinθ)],

(5)

[e-j(n-1)φJn-1(k0aisinθ)+e-j(n+1)φJn+1(k0aisinθ)]．

(6)

3 结果与分析

各端口仿真与测试的反射系数和隔离系数如图2至图5所示. 模态1端口阻抗带宽(VSWR≤2)为140 MHz,模态2端口阻抗带宽为120 MHz. 考虑到模态3和模态4均采用两组同相馈电方式,即p5/p8,p6/p7,p9/p12,p10/p11均为直通端口,模态3和模态4的实际阻抗带宽通过单端口激励得到,模态3的端口阻抗带宽为110 MHz,模态4的端口阻抗带宽为100 MHz;各模态内部端口之间的隔离度均大于18 dB. 因此,当各端口以表2中的幅度和相位进行激励时,即可产生八个模态的涡旋电磁波束. 图6(a)为天线实物．天线测试时采用外接馈电网络对天线各个模态进行馈电,外接馈电网络如图6(c)所示. 一阶和二阶分别采用一个一分二的功分器和两根90°相差的电缆进行馈电,三阶和四阶分别采用一个一分四的功分器和两组相差为90°的电缆进行馈电．各模态之间的端口实测隔离系数如图7所示,天线的工作频点产生了一定的频偏,模态l=±1,±2,±3,±4的工作频点分别大约为10.34 GHz,10.21 GHz,10.14 GHz,10.06 GHz,两个相邻模态频差大约为100 MHz. 这主要是介电常数引起的相位变化,考虑两个相邻模态的相位差相同(均为2π),因此相邻模态在频率上进行偏移实现相位补偿.

图2 模态1的端口反射和隔离系数Fig.2 Reflection and isolation coefficients of mode 1

图3 模态2的端口反射和隔离系数Fig.3 Reflection and isolation coefficients of mode 2

图4 模态3的端口反射和隔离系数Fig.4 Reflection and isolation coefficients of mode 3

图5 模态4的端口反射和隔离系数Fig.5 Reflection and isolation coefficients of mode 4

表2 各模态端口馈电相位和幅度Tab.2 The feed phase and amplitude of each mode

(a) 天线实物 (b) 测试实景 (a) Prototype (b) Test environment

图7 各模态之间的端口隔离系数Fig.7 The port isolations between each mode

天线的辐射相位仿真结果如图8至11所示,该天线能产生八个OAM模态,且每个模态都拥有良好的涡旋相位特性. 天线的辐射方向图仿真结果如图12和图13所示,各模态波束的主极化和交叉极化差值均大于15 dB,说明同一圆环上正负模态的隔离大于15 dB. 模态l=±1,±2,±3,±4的增益分别为4.8 dBi,4.1 dBi,5.1 dBi,5.3 dBi. 在微波暗室采用近场测试系统对天线进行测试,在天线近场范围内选取一扫描截面(440 mm×440 mm),通过波导探头对扫描截面进行幅相采样. 图6(b)为天线测试实景. 对应的X分量相位测试截面同样如图8至11所示,相比仿真结果,测试结果保持共8个模态的涡旋相位特性. 天线的工作频点产生了一定的频偏,但并不影响涡旋模态的产生,并且涡旋相位基本保持一致,验证了多模短路圆环微带贴片天线辐射多模涡旋电磁波的可行性.