一种移相全桥同步整流电路仿真分析

2018-08-14胡利民张亚红

通信电源技术 2018年6期

胡利民，张亚红

（辽宁铁道职业技术学院，辽宁锦州 121000）

0 引言

普通移相全桥零电压软开关主电路中，变压器次级整流电路采用二极管全波整流电路。这种电路结构不容易实现大电流输出[1]。为了实现低电压大电流输出，可以采用移相全桥同步整流零电压软开关电路。此电路利用变压器原边漏电感和功率管的寄生电容或外接电容实现零电压开关，大大提高了电路效率。变压器副边采用导通电阻低的功率MOSFET作为整流器件，降低了损耗，减轻了散热压力，实现了电源产品的小型化[2-3]。

1 移相全桥同步整流主电路

移相全桥同步整流主电路结构如图1所示。开关管Q1和Q3构成超前桥臂，开关管Q2和Q4构成滞后桥臂。每个桥臂上下开关管互补导通，并设置死区时间。两个桥臂的导通角相差一个相位即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压值。D1～D4分别是开关管Q1～Q4的内部寄生二极管，C1～C4分别是开关管Q1～Q4的内部寄生电容，L1是变压器原边漏电感，即谐振电感。为了实现大电流输出，变压器副边采用导通电阻低的功率MOSFET（Q5和Q6）作为整流器件。二者工作在正向阻断而反向导通状态，用以提高电路效率，减轻散热压力，实现电源产品的小型化[4-5]。为了获取更大的有效值电流和更高的效率，变压器副边采用全波整流模式，即主变压器副绕组采用带中心抽头方式。同步整流管的驱动信号采用他激方式。

图1 移相全桥同步整流主电路

2 移相全桥同步整流电路仿真与分析

本仿真参数设置：输入电压范围200～400 VDC，开关管频率50 kHz，主开关管占空比0.45，死区时间1 μs；主变压器原边电感值250 μH，副边电感值为3 μH，原副边耦合系数0.9，输出滤波电感L1=10μH、滤波电容C7=2 000μF，输出电压13.5 V；谐振电感L2=20μH，变压器原边功率管的等效电容1 nF，同步整流管的吸收电阻14 kΩ，吸收电容为1 nF。利用PSPICE仿真软件搭建的移相全桥同步整流仿真电路[6]，如图2所示。

3 移相全桥同步整流电路仿真波形与分析

图3为输入直流电压312 VDC，变压器副边电压、同步整流管漏源极电压/电流、输出电压，变压器原边电压波形（负载1 Ω）；图4为输入直流电压312 VDC，变压器副边电压、同步整流管漏源极电压/电流，输出电压，变压器原边电压波形（负载0.5 Ω）；图5为输入直流电压312 VDC，变压器副边电压、同步整流管漏源极电压/电流，输出电压，变压器原边电压波形（负载0.15 Ω）。由图3、图4和图5可知，由于谐振电感和变压器漏电感的影响，负载越重，变压器副边占空比丢失越严重。占空比的丢失是因为同步整流管换流导致的。谐振电感值和漏电感值越大，占空比丢失越严重。

图2 移相全桥同步整流仿真电路

图4 输入直流电压312 VDC，变压器副边电压、同步整流管漏源极电压/电流，输出电压，变压器原边电压波形（负载0.5 Ω）

图6为输入直流电压200 VDC时，变压器副边电压、同步整流管漏源极电流、输出电压、变压器原边电压波形（负载1 Ω）；图7为输入直流电压400 VDC时，变压器副边电压、同步整流管漏源极电流、输出电压、变压器原边电压波形（负载1 Ω）。由图6、图7可以看出，在负载一定的条件下，输入电压越低，变压器副边占空比丢失越严重。

图5 输入直流电压312 VDC，变压器副边电压、同步整流管漏源极电压/电流，输出电压，变压器原边电压波形（负载0.15 Ω）

图6 输入直流电压200 VDC时，变压器副边电压、同步整流管漏源极电流、输出电压、变压器原边电压波形（负载1 Ω）

图7 输入直流电压400 VDC时，变压器副边电压、同步整流管漏源极电流、输出电压、变压器原边电压波形（负载1 Ω）

图8为输入直流电压为400 VDC时，滞后桥臂上开关管漏源极电流和电压波形（负载为0.135 Ω）；图9为输入直流电压为200 VDC时，滞后桥臂上开关管漏源极电压和电流波形（负载为1 Ω）；图10为输入直流电压为312 VDC时，滞后桥臂上开关管漏源极电流和电压波形（负载为0.135 Ω）。由图8、图9和图10可以看出，在整个输入电压范围内（200～400 VDC），滞后桥臂均能实现零电压开关。只要滞后桥臂能实现软开关，那么超前臂就一定能实现软开关。因为滞后桥臂实现软开关的电感值较小，只有谐振电感和漏电感参与能量的转换，而超前桥臂实现软开关是谐振电感和漏电感与滤波电感折算到原边的值之和参与能量转换。