H桥并联的关键技术研究

2018-06-25刘志英

长春师范大学学报 2018年6期

刘志英

(辽宁铁道职业技术学院通信工程系，辽宁锦州 121000)

随着工业的发展，特别是新能源产业的进步，人们对电源的要求越来越多。大电流、低纹波即是要求之一，其受限于功率半导体的特性与可靠性的要求，功率器件的开关频率不能无限制地提高。即使功率器件生产商标注的应用频率很高，出于高可靠性的目标，实际应用中也要降低频率，因此单H桥输出大电流、低纹波实现困难。

H桥的并联使负载上的电流为各H桥电流之和，以此实现大电流的目的。通过移相双边控制实现倍频，频率的增加使负载电流纹波减小。为实现电流的叠加与倍频，需要设计出合理的控制逻辑，并在H桥输出端与负载端串接滤波组件，滤波组件的另外一个功能是解决EMC问题。

1 控制逻辑设计

单H桥主电路的两个桥臂由4个功率器件V1～V4组成，每个功率器件均并联一个二极管D1～D4以用于续流逆变器，H桥的输出由电感与电容组成，用于高频谐波。单H桥的结构如图1所示，V1与V3的控制时序相同，占空比之和等于1；V2与V4的控制时序相同，占空比之和等于1。同桥臂的驱动时序相反并存在死区，即V1与V2的控制时序相反，V3与V4的控制时序相反。设负载上端电压为正，下端电压为负，当V1、V3导通时，HP、HN处为+HV；当V2、V4导通时，HP、HN处为-HV。当驱动信号占比为50%时，负载端得到电压为0V；当V1的驱动信号占空比大于50%时，负载得到的时正向的PWM电平，峰值为2HV；当V1的驱动信号占空比小于50%时，负载得到的时负向的PWM电平，峰值为-2HV。负载电压与桥中点电压波形对应关系如图2、图3所示。负载的到的电压可根据需求由控制端控制，负载得到的电压频率为桥臂控制信号频率的两倍，因此桥臂控制信号的频率在控制负载电压频率的同时也控制了负载电压纹波的频率，进而影响了纹波的峰值。

图1 单H桥结构示意图

图2 V1驱动信号占空比为50%时，桥臂中点与负载输出波形

图3 V1驱动信号占空比为60%时，桥臂中点与负载输出波形

为增加输出电流的容量，减小输出电流的峰值，将并联桥臂的驱动信号移相，实现负载电压的频率。设并联H桥数量X，则X与桥臂驱动信号间移相相位Y的对应关系为

X·Y=180.

(1)

设桥臂的驱动信号频率为f，则负载得到的电压PWM波形的频率对应为2f。

下面以两个H桥并联对驱动波形与负载电压波形进行说明。两个H桥并联时，驱动信号移相90度，设桥中点分别为HP1、HP2、HN1、HN2。以HP占空比为60%时，说明桥臂输出电压情况与负载电压情况，如图4所示。

图4 两H桥移相并联，桥臂中点与负载输出波形(HP1 Duty=60%)

当HP1为60%占空比方波时，HN1为40%占空比方波。根据式(1)，并联桥臂移相90度，并联桥臂HP2、HN2的输出波形与HP1、HN1的输出波形相差90度，负载得到的电压波形频率为4f。

以此类推，可以得到四桥、八桥并联的驱动波形、桥中点电压波形、负载电压波形。在并联过程中，由于功率器件的增加，模块整体的电流输出能力也增加。负载得到电压频率的倍增，减小了输出电流纹波的峰值。

2 并联电感设计

由于移相，并联的桥臂势必会有高电平与低电平同时存在的情况。若桥臂直接并联，则会出现母线直通而功率器件损坏的情况。若在并联的桥臂间引入电感(并联电感)，则在不影响电路功能的同时又可利用电感电流不能突变的特性，防止功率器件因短路而损坏。下面以两H桥并联为例，给出H桥与并联电感的关系，如图5所示。

图5 两H桥并联结构示意图

在H桥并联过程中，连接在桥中点间的电感起到保护功率器件的作用，如图5中L1、L2所示。以上半桥并联为例，负载电压输出为0时，对电感L1的要求最高，此时HP1、HP2的波形参见图4。在最恶劣的情况下，设HP1的周期为T，HP1输出高电平的占空比为50%，HN1输出高电平占空比为50%，则电感LP、LN中的差模电流处于上升状态、高电流状态、下降状态和低电流状态的时间均为0.25T，因此电感在最恶劣的情况下不能饱和。

由此得到并联电感的设计要求为：①H桥正常工作时，电感不能磁饱和；②H桥正常工作时，电感发热温升不能超过磁芯的居里温度而饱和。

对应需要明确电感的参数分别为：工作频率、磁芯选择、导体选择、工作磁通密度、匝数计算、损耗计算。

桥中点HP1工作频率为数十K赫兹，此频率为高频。对比几种常用磁芯类型，粉芯类磁损较高，超微晶类价格较贵，因此折中选择磁损引起的温升可以控制在居里温度以下。常规铁氧体磁芯饱和磁通密度为0.4T，设计过程中需要留有余量，因此设计磁通密度为0.3T。

依据已得到的电感量与选好的磁芯，可以计算出导体需要缠绕的圈数。导体通常选择铜质漆包线，根据铜的电阻率与圈数，可以计算出绕组的电阻值，进而可以计算出绕组的功率。依据电感的工作频率与电流，能够计算出电感的磁通密度最大值，查找磁芯的手册，得到磁芯的磁损，磁损与铜损之和即为电感的整体功率。当电感整体设计结束后，可通过计算磁通密度来验证是否饱和。

3 实验验证

建立如图5所示试验平台，试验参数、元器件选择表1，并联电感关键参数如表2所示。

表1 试验参数与元器件选择

表2 并联电感关键参数选择

在试验模块中，两个电感分别连接HP1、HP2、HN1和HN2。当没有功率输出时，H桥中点波形如图2所示。并联电感中只存在激磁电流，没有共模输出电流，则此时只有铁损，铜损失可以忽略不计。在有功率输出时，H桥中点波形如图4所示。此时并联电感中既存在共模电流，又存在差模电流，功率电流为负载电流的一半。根据试验模块的输出功率即可计算出流经并联电感的共模电流，以此数据计算铜导线的参数，进一步计算能够得到输出为额定功率时的发热量。

无论模块是否有功率输出，并联电感中的激磁电流均存在。以静态时的桥中点输出参数计算参数，选择磁芯与绕线圈数。

在实验中，二通道测试模块输出电流，三通道测试并联电感电流。当输出功率为0时，实测波形如图6所示，试验模块输出电流为0，并联电感中只存在激磁电流，不存在共模电流。所以实测并联电感中只存在交流分量，不存在直流分量，交流分量的峰峰值为12.5A，与计算值12A接近。在输出功率为0时，试验数据证明了理论计算的正确性。

并联电感稳态工作区间为一、三象限，在上电瞬间需要从一象限向一、三象限过渡。在过渡过程中不存在电流突变，由此证明了并联电感没有出现饱和情况。