Ka频段氮化镓功放的预失真线性化器设计

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(中国电子科技集团公司第五十四研究所，石家庄 050081)

0 引言

氮化镓(GaN)作为第三代半导体材料，是高频、高压、高温和大功率应用的半导体材料，正逐渐应用到功率放大器中。同时，为了满足更高速率地传输大容量数据的需求，合理地利用日益稀缺的频谱资源，在毫米波无线通信系统中，调制技术常采用正交频分复用技术(OFDM)和正交幅度调制技术(如16QAM、64QAM)等，在实际使用中，这些高效而复杂的调制技术对整个信道的线性度要求极高，会使功率放大器进入饱和工作区，产生严重的非线性失真。而功率放大器是影响信道线性度的主要因素，这就对功率放大器的线性度提出了更高的要求，促使功率放大器的线性化技术成为无线通信系统的关键性技术之一。

功率放大器的线性化技术主要有功率回退法、前馈法、负反馈法、非线性器件法、数字预失真法和模拟预失真法[1-7]。其中，模拟预失真技术的电路结构简单，稳定度更高，带宽更宽，成本更低，所以得到广泛地应用[8-12]。本文设计了一种新型的模拟预失真线性化器，用尽量少的肖特基二极管产生非线性补偿信号，改良了传统的电路结构，采用开环技术，舍弃使用功分器构成的环路或双环路电路结构，更简单且稳定性更高。调谐部位少，调试简单，易于集成和安装，降低了成本，这种预失真电路结构还没有相关报道。本文首先介绍模拟预失真技术和具体电路，再从理论方面分析该电路的可行性，最后通过专用电磁仿真软件ADS2013验证其性能并与实测结果进行比较。

1 模拟预失真技术

预失真技术是在信号进入功率放大器之前，先通过一个与功率放大器的非线性失真特性相反的模块，产生与功率放大器的增益幅度失真(AM-AM)和增益相位失真(AM-PM)相反的信号，用来补偿功率放大器的非线性失真，该模块称为预失真线性化器。利用射频电路的设计方法进行预失真线性化器的设计即为模拟预失真线性化技术，其原理框图及实现机理图如图1所示。由于模拟预失真电路简单，容易实现，且综合性能好[2，8，13-15]，所以广泛应用于改善功率放大器的非线性失真[10,16-18]。

图1 预失真线性化原理框图及实现机理图

2 模拟预失真器的设计

2.1 模拟预失真器电路结构

基于并联二极管的模拟预失真线性化器在1997年被日本学者K.Yamauchi等人提出以后，国内外学者对这种结构的模拟预失真器衍生出来的电路拓扑形式展开了不同程度地研究。国内的学者大多采用肖特基二极管搭配功分器，构成环路或双环路的闭环电路拓扑形式，电路的稳定度较差，结构复杂，成本高[3]。本文对传统环路或双环路电路结构加以改进，提出如图2所示的预失真线性化器，电路采用开环的形式，稳定性更高，带宽特性良好，可应对多载波信号调制的需要，且调谐部位少，调试简单，结构简单易于后期实物加工和安装，成本低廉。

主传输线路上两个隔直电容的作用是隔离直流信号，保证射频链路和直流偏置电路独立工作，互不干扰。直流偏置电路由射频扼流圈、偏置电阻和偏置电压组成，其中，射频扼流圈的作用是在馈电端阻止射频信号耦合进入直流供电电路，保证偏置电路对肖特基二极管外加直流偏置电压，使肖特基二极管正常工作。

对于肖特基二极管数量的选择，要同时兼顾效率和成本的问题，通过ADS2013软件仿真分析可得，使用两个肖特基二极管时，可以产生满足补偿需求的信号，同时有效地控制了成本。所以电路采用两个并联的肖特基二极管，通过改变偏置电压或偏置电阻，控制流经二极管的电流，使肖特基二极管工作在不同的状态，从而改变对功率放大器非线性失真的补偿程度。

图2 模拟预失真电路结构

2.2 模拟预失真器电路的理论分析

电路由传统的并联二极管电路结构改进而来，核心是产生非线性信号的肖特基二极管。作为一种非线性半导体器件，肖特基二极管是利用金半接触形成肖特基势垒而构成的一种微波二极管。按照管芯的工艺和结构的不同，分为点接触二极管和肖特基表面势垒二极管(简称为肖特基二极管)，其元件的具体参数有所不同，而电路形式是一致的，工作原理都是依靠金半接触形成的肖特基势垒结。肖特基二极管的结构是在半导体的表面通过工艺蒸发一层金属膜，进而会在半导体和金属的交界面形成金属-半导体结，在物理过程中是以多数载流子的运动为基础的，所以肖特基二极管又被称为“多子器件”。肖特基二极管高频特性良好，开关的速度较快，又因为肖特基二极管是多数载流子器件，不会存在电荷短缺的现象，因此转换速度不受限制。同时肖特基二极管的噪声很低，工作的动态范围很大，所以选用肖特基二极管设计电路，由于肖特基二极管的封装会带来分布参数的影响，引入寄生效应，继而影响毫米波的传输性能，所以选用无封装的肖特基二极管MA4E2037，其小信号等效电路如图3(a)所示。

对流经肖特基二极管的电流，可以列出I/V方程I=Is(expαV-1)[3]。其中α=q/nkT，α近似为1/(25 mV)，q为电子电荷，k为玻尔兹曼常数，T为温度，n为理想化因子。其I/V曲线如图3(b)所示，二极管的电阻呈非线性，可以产生很多高次谐波分量，这种特性决定了其适合作为模拟预失真器的非线性信号发生部分。

图3 肖特基二极管

肖特基二极管的交流等效模型可以表述为如图4所示的二端口网络形式。

图4 肖特基二极管交流等效模型

肖特基二极管的传输参数可以表示为：

(1)

所以在整个预失真电路中，两个并联的肖特基二极管的传输参数可以表示为：

(2)

其中:下标1，2表示电路中的两个并联的肖特基二极管(从左到右)。

两个并联的肖特基二极管中间的微带线的传输参数可以表示为：

(3)

所以总的传输参数为：

T=TD1*TD2*TD3=

(4)

其中:t=Gd+jωCj，θ为微带线电长度。

二端口网络的传输参数和散射参数S21的转换关系为：

(5)

其中：

X=2(1+Z0t)cosθ

(6)

Y=Z0sinθ(t+2Y0+1+Z0t)

(7)

由式可知，S21与肖特基二极管的等效电导有关，所以可通过改变两个并联的肖特基二极管的偏置状态，得到不同程度的预失真特性，可以补偿功率放大器不同程度的非线性失真。

3 软件仿真及结果

3.1 预期指标

在频率30 GHz处：

1)增益幅度补偿≥4 dB；

2)增益相位补偿≥20°。

3.2 软件仿真

具体电路的设计需要考虑几个方面：1)介质基板的选择。由于预失真线性化器在Ka频段工作，所以选用介电常数小的RT/duriod5880。2)肖特基二极管在电路中的加载方式。二极管可以采用鳍线、微带线和共面波导等形式进行加载，由于鳍线结构的基片较薄且通过压力接触将二极管连接，可靠性较差。而共面波导是由中心导带和上下金属接地板构成，相比于微带线，共面波导结构中传输的能量主要集中在中心导带和金属接地板之间，肖特基二极管加载在共面波导上可以充分吸收在共面波导中传输的能量，可以减小损耗，增强了肖特基二极管的非线性特性，提高了肖特基二极管的工作效率，这是微带线结构不具备的优点，所以最终选用共面波导。3)由于毫米波频段的测试设备一般都采用标准矩形波导接口，所以需要波导-微带过渡结构在微带电路的输入输出端口进行转换，要求过渡结构的带宽较宽，并且简单容易实现。最终选用WR28的标准波导和探针过渡结构在HFSS中仿真设计。4)为了保证并联二极管式模拟预失真电路能正常工作，需对肖特基二极管外加直流偏置电压，选用ADS2013仿真设计的偏置高阻线，在馈电端口对耦合进入直流供电端的射频信号进行扼制。

通过专用电磁仿真软件ADS2013对预失真电路的性能进行仿真设计。将介质基板设置为RT/duriod5880，并建立MA-COM公司的肖特基二极管的spice模型，用共面波导集成，导入HFSS设计的波导-微带探针过渡结构的数据模型，搭建的整体电路模型如图5所示。

图5 模拟预失真电路

电路由两个肖特基二极管并联一个电容，一个偏置电阻和无源结构组成。通过改变偏置电压、偏置电阻可以改变流经肖特基二极管的电流，进而调整非线性曲线。

在频率30 GHz处，微带线长度为2.72 mm，电长度为135°，电容为1 pF，偏置电阻初值设为300 Ω。通过对偏置电压扫描，变化范围是1.5～5.5 V，确定电压初始值。结果如图6所示。

图6 偏置电阻为300 Ω时预失真特性

由图6易知，当偏置电压为1.5 V时，增益幅度曲线和增益相位曲线变化不大，因为此时流经肖特基二极管的电流很小，肖特基二极管处于弱非线性状态，随着偏置电压逐渐变大，曲线变得陡峭，补偿效果开始变得明显，当偏置电压增大到4.5 V时，补偿曲线的差异开始变小。通过调节偏置电压，随着输入功率的增大，增益幅度非线性增大，增益相位非线性压缩，这与固态功率放大器的非线性特性恰好互逆，可以用来补偿固态功率放大器的非线性失真。由图6可见，偏置电压的调节范围为1.5～5.5 V，步进为0.5 V时，输入功率在-20～30 dBm变化范围内，增益幅度非线性增大，增大范围为4～17 dB，增益相位非线性减小，减小范围为7°～46°。由于GaN功率放大器的失真曲线平缓，且失真变化范围较大，所以取偏置电压初值为3.5 V。

设置偏置电压为3.5 V，通过改变偏置电阻观察补偿效果，电阻变化范围为100～500 Ω。结果如图7所示。

图7 偏置电压为3.5 V时预失真特性

由图7易知，因为偏置电阻越大，流经肖特基二极管的电流越小，增益幅度和增益相位补偿效果越不明显。随着偏置电阻变小，流经肖特基二极管的偏置电流越大，增益幅度和增益相位补偿效果越来越明显。通过调节偏置电压，随着输入功率的增大，增益幅度和增益相位分别呈现非线性增大和非线性压缩，与固态功率放大器的非线性特性也恰好相反，可以用来补偿固态功率放大器的非线性失真。由图7可见，偏置电阻的调节范围为100～500 Ω，步进为50 Ω时，输入功率在-20～30 dBm变化范围内，增益幅度非线性增大，增大范围为11～17 dB，增益相位非线性减小，减小范围为6°～58°。所以取偏置电阻为250 Ω，后期实物调试过程中根据需要可更换偏置电阻值。

综上诉述，偏置电阻初值为250 Ω，偏置电压为3.5 V时结果如图8所示。

图8 预失真器仿真结果

由图8可得软件仿真结果：在频率30 GHz处，输入功率范围-6～13 dB，偏置电压为3.5 V，偏置电阻为250 Ω，增益幅度补偿为7 dB，相位补偿为25°。

根据仿真得到的偏置电压和偏置电阻的初值进行实物加工装配并进行后期调试。

4 实测结果

加工的预失真线性化器实物如图9所示，输入输出端使用波导同轴转接头连接仪器，用矢量网络分析仪对预失真线性化器的幅度补偿和相位补偿特性进行测试。通过调节偏置电压和偏置电阻，得到增益幅度和增益相位的结果如图10所示。

图9 预失真线性化器

图10 预失真线性化器实测结果图

测试结果为：在输入功率为-6～13 dBm范围内，预失真线性化器的增益幅度补偿可达到6.4 dB，增益相位补偿可达到28°。

由于肖特基二极管建模误差，引起仿真结果和实测结果存在差距。若能建立较为准确实用的spice参数模型，将对预失真线性化电路性能的仿真验证与实物加工预估起到重要的推动作用。

通过对比，实物测试的增益幅度和增益相位的补偿程度比预期指标提高了2.4 dB和8°。通过与其他相关文献的比对和分析，该电路结构更简单，同时节约了成本，减小了后期的调试量，增益幅度和相位的补偿程度分别提高了2 dB和5°，更适于实际工程中应用。

5 结论

本文将两个肖特基二极管并联，通过改变偏置电压、偏置电阻，控制通过肖特基二极管的电流，进而调节肖特基二极管的非线性特性，从而，预失真线性化器得到不同的补偿程度。矢量网络分析仪测试结果表明：在30 GHz处，增益幅度补偿达到6.4 dB，增益相位补偿达到28°。电路结构简单，可在工程实际中应用。

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