基于旋转电容的直流电网软开关DC-DC变换器设计

孟明, 苏亚慧，吴亚帆

(华北电力大学电气与电子工程学院, 河北省保定市 071003)

基于旋转电容的直流电网软开关DC-DC变换器设计

孟明, 苏亚慧，吴亚帆

(华北电力大学电气与电子工程学院, 河北省保定市 071003)

作为连接不同电压等级直流母线的关键设备之一，DC-DC变换器转换效率的提高对于建立直流电网有重要意义。为了降低大功率软开关DC-DC变换器的体积和质量，基于旋转电容构造了一种能够实现功率器件零电流关断的非隔离型双向DC/DC变换器。介绍了变换器的电路拓扑结构；分析了不同模式下的稳态工作过程；设计了器件的具体参数及控制方案并研究了变换器的损耗特性；最后，在Matlab/Simulink中搭载仿真模型，验证了设计方案和控制策略的正确性。结果表明，所设计的变换器能够实现开关管和二极管的零电流关断，具有较高的转换效率。

双向DC/DC变换器；零电流关断；频率控制；功率损耗；模式切换；参数设计

0 引 言

直流电网凭借低损耗、低投资、能够实现不同频率母线间的互联等优点受到广泛关注。我国地域辽阔，可再生能源分布不均，建立直流电网可以充分利用可再生能源，实现区域支撑[1-2]。直流变换器作为直流母线互联的关键设备，其研发有利于实现建立直流电网的战略目标。

双有源桥(dual active bridge, DAB)变换器[3]和LLC谐振变换器[4]电磁干扰(electromagnetic interference,EMI)小，且具有较高的功率密度和软开关特性，可实现不同电压等级直流母线的互联。但是，两者均因为功率器件的电气应力限制了其在高压场合下的应用。模块化多电平DC/AC/DC变换器[5-6]和模块组合型变换器[7-8]则有效提高了变换器的电压和功率等级，同时避免了因器件串、并联造成的均压问题。这2种类型的变换器不仅降低了硬件和软件的设计难度，同时兼具了易扩容、可靠性高的特性，具有较好的应用前景。

隔离型变换器的体积和质量均比较大，漏感和寄生电容还会造成额外损耗。高频变压器虽然功率密度高、体积小，但制造难度大、成本高[9]，因此，直流母线互联在无需电气隔离的情况下可以选择非隔离型变换器。文献[10]所提出的三角型模块化结构适用于变比较高的高压场合，并具备能量双向流动的特点，但是该变换器结构复杂，无源器件个数较多；文献[11]和[12]采用模块化多电平结构降低了开关管的额定电压，但是开关管个数的增多带来了较大的开关损耗，降低了变换器的整体效率。软开关技术不但可以提高变换器的效率，而且能有效缓解由二极管反向恢复引起的电压尖峰问题[13-14]。文献[15]采用开关管互补导通策略来实现软开关，但是该策略易受干扰影响，容易造成电路直通而引起故障。

针对上述问题，本文在旋转电容[16]的基础上设计了一种新型的非隔离型双向直流变换器。该拓扑中的电感在Boost/Buck模态下均可与对应旋转电容作用，使变换器工作在断续模式(discontinuous current mode, DCM)，从而实现功率器件的零电流关断(zero current switching, ZCS)。开关管采用双极性控制，通过调节开关频率控制输出功率或电压，不仅能够避免同一桥臂开关管同时导通的情况，还可以提高变换器的变比。该变换器损耗低、结构简单，结合模块化结构可降低开关管的电气应力和电容电压，在高压大功率场合具有一定的应用前景。

1 电路拓扑

图1为本文所述双向DC/DC变换器的拓扑结构图，图中Vlow为低压侧直流电源(电压为Ulow)，Vh为高压侧直流电源(电压为Uh)，降压部分包含：谐振电感Lr(电感值为Lr)、谐振电容Cr1(电容值为Cr1)、桥臂开关管Sa和Sb以及续流二极管D1及支路开关S1；升压部分包含：谐振电感Lr、谐振电容Cr2(电容值为Cr2)、开关管Sc、Sd、二极管D2和支路开关S2。其中，旋转电容如图1虚框所示：Sa导通，电容正向充电；Sb导通，电容放电后反向充电。支路开关S1和S2主要作用是为了避免因电容旋转引起的二极管误导通，保证二极管支路仅在对应的模式下参与工作。

2 工作原理

在进行稳态分析前，需要做如下假设：

(1)开关管与二极管均为理想器件，导通压降为0；(2)谐振电感谐振电容均为理想器件，损耗可以忽略；(3)忽略线路中的杂散电感和电容；(4)输入输出电压为恒压源，忽略扰动。

2.1 Buck模式

双向DC/DC变换器工作在Buck模式下，闭合S1，能量由高压侧流向低压侧，此时控制开关管Sa和Sb，占空比固定。在一个开关周期内主要分为6个工作阶段。各阶段的工作图及电压电流参考方向如图2所示，图中虚线表示各阶段内变换器内电流通路。

图1 DC/DC变换器拓扑结构Fig.1 Topology of DC/DC converter

图2 Buck模式下各阶段工作示意图Fig.2 Operation principles of each stage in Buck mode

(1)t0—t1阶段(阶段1):t0时刻，Sa导通，高压电源、Cr1、Sa桥臂、电感Lr和低压电源构成回路，高压电源对Lr、Cr1充电，电感电流和电容电压波形为正弦波；其余支路均处于开路状态。

(2)t1—t2阶段(阶段2)：t1时刻，电容Cr1电压uCr1上升至Uh，二极管D1正向偏置，电流自然换流至二极管，uCr1被钳位至Uh；该阶段内由低压电源、D2和Lr构成回路，电容电流iCr1和开关管Sa电流iSa均为0，电感电流iLr1在反向电压作用下线性下降，电感放电；该阶段关断Sa，属于零电流关断。

(3)t2—t3阶段(阶段3)：t2时刻iLr1降至0，D1自然关断，由于开关管均处于关断状态，电容能量不变，uCr1仍等于Uh，该阶段内电路各支路均无电流通过。

(4)t3—t4阶段(阶段4)：t3时刻开通开关管Sb，电容Cr1旋转后放电，iCr1反向流动，电容完全放电后反向充电，与阶段1相似。

(5)t4—t5阶段(阶段5)：同阶段2。

(6)t5—t6阶段(阶段6)：同阶段3。

通过上述分析，可得在降压模式下双向DC/DC变换器的主要波形图，如图3所示。

图3 Buck模式主要工作波形Fig.3 Main working waves in Buck mode

2.2 Boost模式

Boost模式下各阶段的工作原理与Buck模式相似，这里不再赘述，区别之处主要在于：(1)低压电源提供能量；(2)电感电流、iLr2方向与Buck模式方向相反；(3)电感充电阶段由低压电源、Lr和Cr2构成回路；(4)电感放电阶段，由低压电源、Lr、D2和高压电源构成回路。该模式下主要波形图如图4所示。

图4 Boost模式下主要波形图Fig.4 Main waves in Boost mode

3 参数设计

3.1 谐振电感、翻转电容参数

为了方便讨论，仅选取上半周期的3个阶段，以Buck模式为例，稳态工作模式下，t1—t2阶段存在如下表达式：

(1)

式中：uCr1为Buck模式电容电压；iLr1为电感正向电流。DCM下存在有uCr1(t0)=-Uh，uCr1(t1)=Uh，易得：

uCr1(t)=Uh-Ulow-(2Uh-Ulow)cos(ωr1t)

(2)

(3)

t1—t2阶段，存在：

uC1(t)=Uh

(4)

(5)

式中θ1=ωr1t1。

t2—t3阶段：

(6)

后半周期与前半周期工作原理基本相同，电容支路电流与参考方向相反，各阶段稳态情况下表达式同式(2)—(6)。

Boost模式电感电流和电容电压表示为：

(7)

(8)

双向DC/DC变换器应用于直流电网互联，在两侧电压值已知的情况下，变换器的电压增益M均为固定值；不同工作模态下，电容电压上升至最大值所需的时间在给定器件参数时也应为固定值。

Buck模式下，一个开关周期内高压侧电源电流等于电容Cr1电流iCr1(t)，则平均注入功率：

(9)

式中Ts和fs分别为开关管周期和开关频率。类似地，Boost模式下则有：

(10)

为了保证变换器工作在DCM，临界状态下，可得谐振电感与谐振电容、开关频率的关系：

(11)

3.2 功率器件选择

稳态工作期间，开关管所承受的正反电压最高值均为高压侧电压，其电流的最大值则为谐振电流峰值；二极管电压应力为2Uh、电流应力为谐振电流的最高值；表1列出了器件的应力和最大电流/电压变化率。考虑到两侧电压等级及电压增益M，变换器的开关管可以选择晶闸管、MOSFET或者传统IGBT。其中，晶闸管成本相对较低，采用晶闸管作为主动开关器件时，变换器的最大工作频率将由晶闸管性能决定；采用IGBT则可进一步提高系统的工作频率，开关管占空比应大于(t1—t0)/Ts。为了避免电容被短路，Sa(Sc)和Sb(Sd)的触发信号应存在半周期的延迟。

表1功率器件电气应力
Table1Electricalstressofpowerdevices

3.3 模块化结构

文章所提出的变换器工作在电压等级较高的情况下，电容支路可采取多个旋转电容模块串联分压，通过避免高压电容的使用来降低变换器的造价。模块化电容支路结构如图5所示。图中，n表示子模块个数C1=C2=…=Cn=Cr1/n。变换器采用多模块串联结构时，子模块开关管在电容作用下自动均压，电压应力降低至Uh/n，同等电流水平下，额定电压3 300 V和1 700 V成本比约为3∶1，功率器件额定电压的降低节省了投资成本，提高了变换器的经济性。

图5 多模块串联Fig.5 Multi-modules in series

传统双向直流变换器工作在高压大功率工况下，需要串联多个开关管，且开关管电压应力不易实现均分；同时，由于占空比的限制，目前工程上常规Boost变换器的变比最大只能达到10，两侧电压等级相差较高时仍需要借助变压器。而模块化双向变换器通过调节开关频率来实现电压匹配，与占空比无关，相较于传统变换器的占空比限制，所述变换器能够有效拓宽升降压范围，避免变压器的使用，从而降低系统整体的体积和质量。该变换器功率器件的零电流关断特性则大幅度降低了开关损耗，使变换器具备了高频工作的条件，有利于系统整体经济效益的提升。

3.4 设计流程

根据上文所述内容，变换器各器件的参数设计具体过程如图6所示。为了提高变换器的通用性，可适当增加输入功率Pi和最大开关频率f的值。变换器应用于一定电压范围内的直流母线互联时，Ulow、Uh应分别取母线电压的最小值和最大值。

3.5 控制框图

由式(9)、(10)可以看出，给定电容参数、Ulow和Uh，平均功率主要由开关频率进行调节，类似地，在给定输入功率的情况下，也可以通过调节频率进行电压的调节。在一个开关周期内，Sa(c)、Sb(d)分别工作在上半周期和下半周期，二者之间需要保证一定的相位差以防同时导通的情况出现。Sa(b)、Sc(d)分属于不同的工作模态，导通信号各自独立且不能同时出现。由于压控振荡器(voltage controlled oscillator, VCO)可以根据输入电压信号的变化生成不同频率的正弦波，因此，采用VCO也可以实现开关频率的调节。

图6 参数设计流程Fig.6 Parameter design scheme

图7 控制框图Fig.7 Control block diagram

4 损耗分析

4.1 功率器件损耗

在实际应用中，非理想功率器件均存在通态损耗，开关管在一个周期内其通态损耗功率可表示为

(12)

式中：uce为开关管的通态压降；is1(t)为开关管导通时的电流，Buck模式和Boost模式下分别等于该阶段电感电流iLr1(t)和iLr2(t)。由于开关管在静态工作时，漏电流近似为0，电压、电流乘积较小，因此通常不考虑断态损耗。

对于开关损耗则有：

Pturn-on=fsUsonIsonton

(13)

(14)

式中：Uson、Ison为开通过程中开关管压降、电流；ton为开通时间；us、is为关断过程中开关管压降和电流；Δtoff为开关管关断过程持续的时间。

二极管支路开关管采用晶闸管，在对应模态下始终保持开启状态，其通态功率损耗可表示为

(15)

式中：UT为晶闸管的导通压降；iD(t)为二极管电流，不同模式下等于升压/降压第二阶段电感电流。由于该晶闸管仅在模态切换时存在开关状态，频率较低，开关损耗可忽略不计。二极管通态损耗为

(16)

式中：UF为二极管的正向压降；rD为二极管内阻。

二极管断态损耗可表示为

(17)

式中：IlD为漏感电流；UDmax为二极管关断时所承受的最大电压；uD为二极管的瞬时电压值。该变换器中2种模式下二极管均可以实现零电流关断，因此其关断损耗可忽略不计，开通损耗表示为

(18)

式中：UFRM为开通器件的正向恢复电压峰值；tfr为电压持续时间。

4.2 电路损耗

考虑到实际LC谐振过程中的阻尼震荡，设L和C的串联电阻分别为rL和rC，则由电感和电容等效串联阻抗所造成的损耗为

(19)

由式(12)—(19)可以看出，平均损耗功率与频率相关，频率越高则损耗越大。

Ploss=Pson-state+Psoff-state+PLC+PD

(20)

5 仿真验证

为了验证理论分析的正确性，在Matlab/Simulink环境下，搭建低压150 V，高压750 V，Boost模式下设定输入功率6 kW, Buck模式输入功率4.8 kW的仿真模型。不计杂散电感和电容的影响，电感电流和电容电压初始值均为0。根据上文所述设计流程，各器件参数如下：旋转电容Cr1=2.67 μF，Cr2=7.2 μF，rC1=rC2=0.85 mΩ；Boost电容支路采用3个旋转电容模块，子模块电容值均为21.6 μF；谐振电感Lr=0.829 4 mH，rL=13.37 mΩ；2种模式下开关管和二极管参数：uce=2.7 V，UF=0.8 V，UT=1.08 V，rD=rs=0.001 Ω。

5.1 动态响应

为了验证上述拓扑结构的动态响应性能，变换器工作在Boost模式下时，高压侧用负载替代，通过负载变化来模拟输出功率改变，仿真中采用VCO进行频率跟踪调节。

设置0.010 s时，高压直流侧电阻负载产生变化，由180 Ω增至250 Ω，得到变换器的动态响应如图8所示。在t=0.010 s前后，高压侧电压稳定，基本没有波动；由图8(b)可以看出，0.010 s后开关管的开关频率降低，占空比并没有变化，说明变换器通过改变开关频率实现了对功率的实时跟踪，完成了对高压侧直流母线电压的控制；负荷投切过程没有明显影响高压侧直流母线的稳定，证明了控制策略的有效性，直流母线电压波动则保持在误差允许范围内。

图8 变换器动态响应情况Fig.8 Dynamic response of converter

5.2 模式切换

以iLr2方向为正向，0.020 s进行Boost到Buck模式的切换，电感电流波形变化如图9所示。可以看出，在0.020 s后，电感电流反向流动，高压侧向低压侧输送电能，验证了图6所设计的模式切换方式的有效性。2种模式下，电感电流均处于DCM，为功率器件零电流关断提供了条件。

图9 电感电流Fig.9 Current of inductor

5.3 稳态工作

图10和图11分别为2种模式下变换器稳态工作的仿真波形。变换器进入稳态运行模式在Boost模式下需要2个周期，而在Buck模式下仅需要1个周期即可。由仿真波形可以看出，开关管Sa、Sb所承受的最大电压应力为750 V，与理论分析相符。Boost模式下，电容支路采用了3模块串联结构，图10(a) 中，子模块电容电压为250 V，验证了模块化结构的电压均分特性；子模块开关管Sc、Sd电压应力均为 250 V，即开关管额定电压为高压侧电压的1/3，且随着子模块个数的增多，该值还可以进一步减小。图10(c)、(d) 和图11(c)、(d)表明，2种模式下，开关管关断前，其电流均近似为0，实现了开关管的零电流关断；二极管电流则在线性下降至0后自然关断，与理论波形相符。

比较Boost和Buck模式下的波形图可知：(1)Buck模式下，电容电压上升/下降率明显高于Boost模式；(2)Boost模式下t1—t2阶段在一个周期内的比例小于Buck模式下的，即D1的导通比大于D2的；(3)电容电压稳定值在Boost模式和Buck模式下均为±Uh。

表2给出了不同模式下电感电流最大值ILmax、二极管电流最大值IDmax、电容支路电流最大值ICmax以及功率损耗等参量的计算值与仿真值的比较，由于寄生电路等因素的影响，iLr1(2)、iD、iCr1(2)的峰值均小于理论计算值；而实际的功率器件的导通损耗以及ESR损耗略大于理论计算值；由于所有开关管均实现了近似的ZCS，变换器的整体效率较高，Boost模式下工作在1 500 Hz的频率下，效率能够达到93.27%，较理论值偏低0.45%；Buck模式下工作在800 Hz，转换效率约为97.54%，与理论值偏差0.10%。

图10 Boost模式仿真结果Fig.10 Simulation results in Boost mode

图11 Buck模式仿真结果Fig.11 Simulation results in Buck mode

5.4 杂散电感影响

上述仿真忽略了杂散电容和电感的影响，图12为55 nH的杂散电感分布在开关管支路中的结果与理想值的比较。图12(a)表明，在杂散电感的影响下，电容出现过充，其稳定值高于750 V，对应地，开关管的电压应力也有所增高，约为763 V。不同于理想条件下的瞬间换流，杂散电感的存在延长了换流时间，如图12(b)所示，二极管和开关管电流峰值在杂散电感作用下均高于理想值。电路中杂散电感的存在提高了对器件的要求。

图12 杂散电感影响Fig.12 Influence of stray inductance

5.5 变换器效率

在Lr、Cr1和Cr2确定的情况下，输入功率与开关频率呈正比关系，图13给出了Boost/Buck模式下不同开关频率工作状态下变换器的效率，显而易见，变换器效率均稳定在92%以上，且Buck模式下效率均大于96.5%。由于2种工作模式下损耗均以开关管的通态损耗为主，Buck模式下，开关管导通时间较短，通态损耗降低，且Buck模式下Cr1值近似为Cr2的1/3，由式(12)可知，Pon-state相对Boost模式大大减少，则该模式下的效率较高。

图13 效率曲线Fig.13 Efficiency curves

6 结 论

(1)相对于隔离型变换器，文中采用非隔离型结构，降低了设计和制造难度；通过模块化旋转电容结构降低了功率器件的电压应力。变换器工作在DCM下，实现了开关管和二极管的ZCS，有效提高了转换效率。仿真结果表明，变换器效率能够保持在92%以上。

(2)文中所提控制策略能够实现工作模式的切换，且工作模式独立不受影响；变换器在开关管占空比固定的情况下通过调节开关频率保持电压稳定。仿真验证了控制策略具备较好的动态特性。

后续研究需要结合模块化结构搭建物理样机，结合实际工况进行高压大功率场合下变换器的性能优化。

[1] 蔡旭, 施刚, 迟永宁, 等. 海上全直流型风电场的研究现状与未来发展[J]. 中国电机工程学报,2016, 36(8): 2036-2048.

CAI Xu, SHI Gang, CHI Yongning,et al. Present status and future development of offshore all-DC wind farm[J]. Proceedings of the CSEE,2016,36(8): 2036-2048.

[2] 姚良忠, 吴婧, 王志冰, 等. 未来高压直流电网发展形态分析[J]. 中国电机工程学报,2014, 34(34): 6007-6020.

YAO Liangzhong, WU Jing, WANG Zhibing,et al. Pattern analysis of future HVDC grid development[J]. Proceedings of the CSEE,2014, 34(34): 6007-6020.

[3] ENGEL S P, SOLTAU N, STAGGE H,et al. Dynamic and balanced control of three-phase high-power dual-active bridge DC-DC converter in DC-grid applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2013, 28(4):1880-1889.

[4] 金峰, 刘福鑫, 阮新波. 采用模块化结构的多相多电平LLC谐振变换器 [J]. 中国电机工程学报,2015, 35(17): 4486-4493.

JIN Feng, LIU Fuxin, RUAN Xinbo. Multi-phase multi-level LLC resonant converter with modular structure[J]. Proceedings of the CSEE,2015, 35(17): 4486-4493.

[5] KENZELMANN S, RUFER A, DUJIC D,et al. Isolated DC/DC structure based on modular multilevel converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(1):89-98.

[6] 索之闻, 李庚银, 迟永宁, 等. 一种基于子模块混合型模块化多电平换流器的高压大功率 DC/DC 变换器[J]. 中国电机工程学报,2015, 35(14): 3577-3585.

SUO Zhiwen, LI Gengyin, CHI Yongning,et al. A cell-hybrid modular multilevel converter based high-voltage high-power DC/DC converter[J]. Proceedings of the CSEE,2015, 35(14): 3577-3585.

[7] 魏晓光, 王新颖, 高冲, 等. 用于直流电网的高压大容量DC/DC变换器拓扑研究[J]. 中国电机工程学报,2014, 34(S1): 218-224.

WEI Xiaoguang, WANG Xinying, GUO Chong,et al. Topologies research of high voltage and high power DC/DC converters used in DC grids[J]. Proceedings of the CSEE,2014, 34(S1): 218-224.

[8] LIN B. Modular resonant DC/DC converter for DC grid system applications[J]. IET Renewable Power Generation, 2017, 11(7):952-958.

[9] SUN L, ZHUO F, WANG F,et al. A novel topology of high voltage and high power bidirectional ZCS DC-DC converter based on serial capacitors[C]//2016 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition. Long Beach, CA: IEEE, 2016:810-815.

[10] FILSOOF K, LEHN P W. A bidirectional modular multilevel DC/DC converter of triangular structure[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(1):54-64.

[11] 赵成勇, 李路遥, 翟晓萌, 等. 新型模块化高压大功率DC/DC变换器[J]. 电力系统自动化,2014, 38(4): 72-78.

ZHAO Chengyong, LI Luyao, ZHAI Xiaomeng,et al. A new type of modular high-voltage high-power DC-DC converter[J]. Automation of Electric Power Systems,2014, 38(4): 72-78.

[12] ZHANG X, GREENT C. The modular multilevel converter for high step-up ratio DC/DC conversion[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2015, 62(8):4925-4936.

[13] 吴红飞, 陆珏晶, 石巍, 等. 一族非隔离双向直流变换器[J]. 中国电机工程学报,2012,32(9): 65-71.

WU Hongfei, LU Yujing, SHI Wei,et al. A family of non-isolated bi-directional DC-DC converters[J]. Proceedings of the CSEE,2012, 32(9): 65-71.

[14] PARASTAR A, SEOK J. High-gain resonant switched-capacitor cell-based DC/DC converter for offshore wind energy systems[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(2):644-656.

[15] 张国驹, 唐西胜, 周龙, 等. 基于互补PWM控制的Buck/Boost双向变换器在超级电容器储能中的应用[J]. 中国电机工程学报,2011,31(6): 15-21.

ZHANG Guoju, TANG Xisheng, ZHOU Long,et al. Research on complementary PWM controlled buck/boost bi-directional converter in supercapacitor energy storag[J]. Proceedings of the CSEE,2011, 31(6): 15-21.

[16] FILSOOF K, HAGAR A A, LEHN P W. A transformerless modular step-up DC-DC converter for high power applications[J]. IET Power Electronics, 2014, 7(8):2190-2199.

收稿日期：2017-06-03

孟明(1967)，男，博士，副教授，主要研究方向为电网规划、新能源发电、智能微电网；

苏亚慧(1990)，女，通信作者，硕士研究生，主要研究方向为DC/DC变换器拓扑结构及其控制策略；

吴亚帆(1992)，女，硕士研究生，主要研究方向为储能能量优化、智能微电网。

(编辑 张小飞)

Soft-SwitchingDC/DCConverterDesignforDCGridBasedonRotatingCapacitor

MENG Ming, SU Yahui,WU Yafan

(School of Electrical and Electronic Engineering, North China Electric Power University, Baoding 071003, Hebei Province, China )

As a key device to realize the interconnection between DC bus with different voltage levels,the improvement of DC-DC converter conversion efficiency is of great significance for establishing DC grid. This paper proposes a non-isolated bidirectional DC/DC converter based on rotating capacitor with zero-current-switching capability of power device, in order to reduce the volume and weight of high-power soft-switching DC-DC converters. We introduce the circuit topology of the converter; analyze the steady state working process under different modes; design specific parameters and basic control scheme of the device and study the power loss characteristics of the converter; finally, verify the correctness of the design scheme and control strategy through the simulation model in Matlab/Simulink. The results show that the proposed converter can achieve zero-current-switching of switch and diode and has high conversion efficiency.

bi-directional DC/DC converter; zero-current-switching; frequency control; power loss; mode conversion; parameter design

TM85

A

1000-7229(2017)11-0032-09

10.3969/j.issn.1000-7229.2017.11.005

2017-06-03