基于新型四电平子模块拓扑的多电平整流器

黎 越 陆治国 王 友 罗邱银

（重庆大学输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室，重庆 400044）

基于新型四电平子模块拓扑的多电平整流器

黎 越 陆治国 王 友 罗邱银

（重庆大学输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室，重庆 400044）

模块化多电平换流器（modular multilevel converter，MMC）基于其模块化的结构，能够在较低的开关频率下输出更高电压电平数来逼近正弦波形，使得其在高压大功率直流输电系统应用背景下比传统电压源换流器更可行。传统MMC子模块可以输出0、1两种电平，而本文提出了一种能够输出0、1、2、3四种电平的新型子模块拓扑结构，在换流器需要达到相同输出电平数的条件下，基于新型子模块的MMC级联子模块数量仅仅为基于半桥子模块MMC的2/3，能够可观的减小换流站体积。同时，IGBT开关数量相比半桥子模块MMC系统减少了1/6。在Matlab/Simulink中将最近电平逼近调制（nearest level modulation, NLM）策略及改进的电容电压均衡策略应用于新型子模块拓扑，仿真结果验证了其有效性。

模块化多电平整流器；直流输电；电容电压平衡控制

模块化多电平换流器（modular multilevel converter, MMC）与两电平换流器、三电平中点箝位换流器等传统电压源换流器（voltage source converter, VSC）相比，具有输出波形质量高以及开关器件损耗、处理故障能力较强等优点。MMC拓扑结构紧凑，换流站高度模块化，通过增加桥臂中的级联子模块数目，其输出可扩展到任意数量的电平数，拥有公共直流母线，近年来在高压直流输电（high voltage DC transmission, HVDC）领域越来越具竞争力，并且在新能源并网、城市电网互联等领域具有广泛的应用前景[1-3]。

传统半桥MMC子模块拓扑结构具有单个直流侧电容器，两个IGBT，每个子模块有一个端口用于串联接入主电路拓扑。现有的针对子模块拓扑结构的研究主要集中在提高子模块对于故障电流的自阻断能力上。例如，文献[4]在半桥子模块基础上提出的串联双子模块闭锁拓扑结构，而针对提高子模块输出电平数的研究比较少。本文提出一种新的子模块拓扑结构，通过增加额外的两个电容器与一定数量的IGBT，使得单个子模块可以输出4种电平。对比传统半桥MMC子模块，在达到相同输出电平数的条件下，新型子模块数量可以减少1/3，并且节省一定IGBT数量。

本文采用最近电平逼近调制（nearest level modulation, NLM）策略对基于新型子模块的MMC进行调制，结合改进的电容电压均衡策略，实现了母线电压稳定及电容电压平衡控制以及单位功率因数控制。

1 新型子模块拓扑结构

模块化多电平换流器的拓扑结构如图1（a）所示。一个换流器有6个桥臂，每个桥臂由一个电抗器L0和N个子模块串联构成，R0模拟线路电阻。图1（b）为半桥子模块拓扑，通过切换开关S1、S2不同的导通、锁闭状态，结合桥臂电流流向可以使子模块输出0，UC0两种电平。新型子模块如图1（c）所示，该子模块由5个IGBT和3个电容器组成。其中S4、S5在其所在支路与二极管构成H桥结构，目的是使其起到双向开关的作用。其工作模式如下。

1）旁路状态：①S2导通，其余开关均关断，当电流从直流母线向交流侧流动时，自端口A流入子模块，经S2，从B端流出，此时模块被旁路；电流反向时，S2虽然施加导通信号，但仍旧处于关断状态，电流从B端流入，经续流二极管D2，从A端流出；②所有开关关断，电流从交流侧向直流母线流动，经过续流二极管D2，从A端流出。该工作状态不允许在换流器正常工作时出现。

图1 拓扑结构图和模块结构图

2）UAB=UC2：此时只有S4、S5导通，S4、S5为双向开关，电流可以双向流动，若电流从直流母线向交流侧流动，则电容C2串联接入主电路进行充电；电流反向则C2串联接入主电路放电。

3）UAB=UC1+UC2：开关S1、S5导通，其余开关关断。电流从直流母线向交流侧流动时，流经二极管D1，电容C1、C2，开关S5，从B端流出，此时电容C1、C2串联接入主电路充电；若电流反向，则流经开关S5，电容C2、C1，开关S1，经A端流出，此时电容C1、C2串联放电。

4）UAB=UC2+UC3：开关S3、S4导通，其余开关关断。电流若从直流母线向交流侧流动，则经A端流入，经过开关S4，电容C2、C3，经二极管D3流出，此时电容C2、C3串联接入主电路充电；电流反向则电流由B端流入，经开关S3，C3、C2，开关S4，从A端流出。此时电容C2、C3串联放电。

5）UAB=UC1+UC2+UC3：开关S1、S3导通，其余开关关断。电流若从直流母线向交流侧流动，即从A端流入子模块，经二极管D1，电容C1、C2、C3，二极管D3，从B端流出，此时电容C1、C2、C3串联接入主电路充电；电流反向则电流从B端流入，经过S3，电容C3、C2、C1，开关S1，从A端流出子模块。此时电容C1、C2、C3串联接入主电路放电。

设0表示控制器向开关施加关断信号，1表示施加导通信号，根据上述分析，新型子模块正常工作情况下的开关表见表1。

表1 新型子模块开关状态及对应输出电压表

可以看出，新型子模块能够输出4种电平，并且可以灵活根据电容电压值及桥臂电流方向，选择不同的开关策略控制不同的电容器串联进行投入，从而为电容电压平衡控制提供更多选择。

2 调制策略

PWM调制是传统低电平换流器中常用的调制方式，其实现方便，对调制波跟踪性能好，输出特性优良[14]。PWM调制是通过对开关器件的高频率开通、关断，将直流电压变成特定的电压脉冲，以此来减少输出谐波含量，故开关损耗较大。对于新型子模块结构，其不同开关策略对应的开关状态不具有对偶性，且电容器C1、C3不能脱离C2单独工作，所以载波的选取存在一定难度，并且在电平数增多后，PWM方式变得越发复杂，故阶梯波调制方式更适合基于新型子模块的多电平换流器。阶梯波调制分为特定谐波消去阶梯波调制和电压逼近调制。特定消除谐波调制需要先根据基波谐波表达式计算开关导通角度的最优解，根据开关角来输出可以降低谐波含量，在运行时再根据实际情况查表选择不同的开关导通角来输出。当实时运行时，该算法计算量较大，在电平数较多的场合并不适用。结合新型子拓扑结构输出电平数较多等优点，故本文选择采用最近电平逼近调制方式。

2.1 MMC中的最近电平逼近调制

最近电平逼近调制的原理是利用数个电平叠加起来逼近调制波的瞬时值。理论上可以将MMC输出的电压与调制波的差控制在（±UC/2）内，其中UC为单位电容电压值。设换流器k相（k=a, b, c）输出目标波形为Vk(t)，则换流器k相输出电平数为

式中，f(x)表示取接近x的整数。

记传统半桥子模块MMC换流器单个桥臂子模块数为n，则一个相单元有2n个子模块。设k相上桥臂和下桥臂分别投入的子模块数为nkp和nkn个，为保持直流侧电压稳定，则有

忽略桥臂电阻电感的影响，根据MMC工作特性，其k相输出相电压为

式中，ukn和ukp分别为MMC中k相下桥臂和上桥臂内部电动势。结合式（2）则有

结合式（1）可以求得上、下桥臂投入的子模块数分别为

2.2 基于新型子模块的最近电平逼近调制

单个新型子模块中含有3个电容器，可以输出4种电平，记新型子模块多电平换流器中单个桥臂子模块个数为N，上、下桥臂需要输出的电平数为nup和ndown，依据式（5），则基于新型子模块的多电平换流器每个时刻上、下桥臂需要投入的电平数可以表示为

根据式（6），系统级控制器可以根据调制波形计算出各个桥臂需要投入的电平数，再结合子模块控制器中电压传感器和电流传感器测得的电容C1、C2、C3的电压值以及桥臂电流iarm值，依据电容电压平衡策略，向不同的子模块发出控制信号并传递给各个子模块控制器，子模块控制器根据表1所示的开关表控制子模块输出的指定电平数。

3 电容电压平衡控制

子模块电容电压平衡是MMC稳定工作的必要条件，若子模块在充放电过程中工作状态不平衡，则会影响换流器正常运行。文献[15]提出通过控制MMC内部环流的方法来抑制电容电压充放电过程中的波动。文献[2]中提出的直接电容电压平衡（straightforward capacitor voltage balancing）策略是实现方式简便，效率高，应用比较广泛的平衡策略，其基本思路是将电容电压值排序，根据桥臂电流流向来对电压值较低或较高的电容进行充放电，以达到电容电压值动态平衡的目的。

基于电容电压排序的思路，本文提出针对新型子模块结构的电容电压排序方法。该方法分系统级控制器排序和子模块控制器排序两种排序方式实现。以a相上桥臂为例，设桥臂需要输出的电平数为naup，由于一个子模块含有3个电容，将naup除以3，令naup/3=t+x，其中t为商，其值可为0，1，2，3，…，x为余数，其值为0，1，2。t和x都为0时，旁路桥臂上所有子模块。t不等于0时，根据x值的不同，有以下3种投切方式。

1）x=0：则系统级控制器对子模块电容电压之和Usum=UC1+UC2+UC3进行排序，若此时桥臂电流值iarm＞0，则投入t个子模块电压值Usum较小的子模块，这t个子模块依据表1中模式（9）输出，若iarm＜0，则投入t个子模块电压值Usum较大的子模块，此时这t个子模块按模式（10）输出。

2）x=1：若x=1，则表明在经过方式①的投切后还需要再投入一个电平，此时系统级控制器再对未参与投切的子模块中电容C2的电容值UC2进行排序，若桥臂电流值iarm＞0，则投入UC2值最小的子模块，此时该子模块按照模式（3）输出，若桥臂电流值iarm＜0，则投入UC2值最大的子模块，该子模块按照模式（4）输出。

3）x=2：这种情况说明在方式①的投切后还需要再投入两个电平。同样系统级控制器对未参与投切的子模块中电容C2的电容值UC2进行排序，若桥臂电流iarm＞0，则向UC2值最小的子模块发送输出两个电平的指令，子模块收到指令后，子模块控制器比较模块内两个电容C1和C2电压值的大小，若UC1更小，则对应于模式（5），该子模块输出UC1+ UC2，若UC2更小，则对应模式7输出UC2+UC3。若桥臂电流iarm＜0，选择UC2值最小的子模块，其子模块控制器先判断模块内电容C1和C2电压值的大小，若UC1更大，则对应模式（6）输出UC1+UC2；若UC2更大，则对应模式（8）输出UC2+UC3。

4 仿真结果

为验证上文中提出的控制算法，在Matlab/ Simulink中搭建仿真模型，仿真中对整流器采用电压电流双闭环控制策略来进行定直流母线电压和定无功功率控制。其中外环为直流母线电压环，将母线电压与参考值的差值送入PI控制器得到d轴电流参考值。无功电流参考值设置为0。内环电流环通过PI控制器调节dq轴电流分别跟踪其参考值。仿真参数见表2。

表2 整流器仿真参数

图2中给出整流器直流母线电压在负载突变情况下的波形。在0.8s、1.2s、1.6s整流侧负载从空载跳变为100Ω，持续0.12s后再变为空载。由图中可以看出，直流母线电压在极小的跳变后电压值稳定在60kV。图3为交流侧输入电流，可以看到网侧电流随负载的增大而增大。

由图4中可以看到，无功功率一直稳定在参考值0附近，没有随负载变动而变化，功率因数始终为1。图5为网侧向整流器发出的有功功率。网侧发出的有功功率在负载跳变为100Ω时上升到接近40MW，负载变为空载后，有功功率下降到0。

图2 负载突变时直流母线电压

图3 负载突变时网侧输入电流

图4 无功功率

图5 有功功率

图6为a相上桥臂10个子模块电容电压Usm（Usm=UC1+UC2+UC3）波动情况，电容电压浮动在6000V左右，但在负载突变时，桥臂电流的突然增加会使电容电压受到冲击，浮动值会增大，但负载减小后电容电压浮动回到正常水平，验证了文中电容电压平衡控制策略的有效性。

图6 a相上桥臂10个子模块电容电压值

5 结论

本文提出了一种新型子模块结构，研究了基于该子模块的MMC整流器，将最近电平逼近调制以及针对新型子模块的电容电压平衡策略成功运用于该整流器，并且结合电压电流双闭环控制实现了母线电压及电容电压平衡，无功功率可控且动态响应较快。通过增加桥臂中的级联子模块数目，其输出可扩展到任意功率等级，整套系统具有良好的拓展性和稳定性，在高压直流输电领域具有广泛的应用前景。

[1] Rohner S, Bernet S, Hiller M, et al. Pulse width modulation scheme for the modular multilevel converter[C]//EPE: 2009 13TH EUROPEAN CONFERENCE ON POWER ELECTRONICS AND APPLICATIONS, VOLS 1-9, 2009: 1158.

[2] Gemmell B, Dom J, Retzmann D, et al. Prospects of multilevel VSC technologies for power transmission: IEEE/PES Transmission and Distribution Conference and Exposition, 2008[C].

[3] 郭玥, 张红斌, 杨卫红, 等. 柔性直流输电在城市配电网应用中的仿真研究[J]. 电气技术, 2015, 16(6): 14-19.

[4] 张建坡, 赵成勇, 孙海峰, 等. 模块化多电平换流器改进拓扑结构及其应用[J]. 电工技术学报, 2014, 29(8): 173-179.

[5] Malinowski M, Gopakumar K, Rodriguez J, et al. A survey on cascaded multilevel inverters[J]. IEEETransactions on Industrial Electronics, 2010, 57(7): 2197-2206.

[6] H Akagi C, application of the modular multilevel cascade converter. MMCC[J]. IEEE Trans Power Electron, 2011, 26(11): 3119-3130.

[7] Westerweller T, Friedrich K, Armonies U, et al. Trans bay cable world’s first HVDC system using multilevel voltage sourced converter[C]//Proceedings of CIGRE. Paris, France: CIGRE, 2010.

[8] Shen K, Liu C, Wang J, et al. A stochastic optimal approach for fundamental frequency modu- lated modular multilevel converter[C]//in Proc. IEEE Power & Energy Society General Meeting (PESGM), San Diego, CA, USA, 2012: 1-6.

[9] Hagiwara M, Nishimura K, Akagi H. A mediumvoltage motor drive with a modular multilevel PWM inverter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2010, 25(7): 1786-1799.

[10] Davles M, Dommaschk M, Dom J, et al. HVDC plus basics and principle ofoperation[Z]. 2011.

[11] Dorn J, Huang H, Retzmanm D. A new multilevel voltage-sourced converter topology for HVDC applications[C]//CIGRE Session. Paris, Fracnce: CIGRE, 2008.

[12] 汤广福. 基于电压源换流器的柔性直流输电技术[M]. 北京: 中国电力出版社, 2009.

[13] Rodriguez J, Correa P, Moran L. A vector control technique for medium voltage multilevel inverters[C]// in Proc. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC), Anaheim, CA, USA, 2001: 173-178.

[14] 游林旭, 王锐凤, 郭谋发. 基于CPS-SPWM的级联H桥多电平逆变器控制方法[J]. 电气技术, 2016, 17(9): 5-11.

[15] 黄守道, 彭也伦, 廖武. 模块化多电平型变流器电容电压波动及其抑制策略研究[J]. 电工技术学报, 2015, 30(7): 62-71.

Novel 4-level Submodule based Modular Multilevel Rectifier

Li Yue Lu Zhiguo Wang You Luo Qiuyin
(State Key Laboratory of Power Transmission Equipment and System Security, Chongqing University, Chongqing 400044)

Modular multilevel converter has emerged as a more viable solution over conventional voltage source converters for applications in high voltage direct current transmission due to its modular structure, which leads to high number of voltage levels resulting in low switching frequency and near sinusoidal voltage waveforms. The traditional full-bridge MMC submodule is able to generate 0、1 voltage levels to the output. This paper proposes a new submodule topologies which can generate 4 voltage levels of 0、1、2、3. Therefore, under the condition that the converter needs to achieve the same level of output, the number of needed submodules on new submodule based MMC is only 2/3 of the half bridge submodule based MMC, which can reduce the size of converter significantly. Meanwhile, the number of IGBT switches is reduced by 1/6 compared to half bridge submodule based MMC system. The nearest level modulation (nearest level, modulation, NLM) and modified voltage balancing algorithm is proposed for the new topology and is validated by Matlab/Simulink simulations. The validate of the new submodule and the proposed method is verified by simulation results.

modular multilevel converter; high voltage direct current transmission; capacitor voltage balance control

黎 越（1991-），男，四川省眉山市人，重庆大学在读研究生，研究方向为模块化多电平换流器设计及控制。