用于无刷直流电机驱动的谐振极软开关逆变器

王强， 唐朝垠， 王天施， 刘晓琴

(辽宁石油化工大学 信息与控制工程学院，辽宁 抚顺 113001)

用于无刷直流电机驱动的谐振极软开关逆变器

王强， 唐朝垠， 王天施， 刘晓琴

(辽宁石油化工大学 信息与控制工程学院，辽宁 抚顺 113001)

用硬开关逆变器来驱动无刷直流电机会产生逆变器的开关损耗大和运行效率低的问题。为降低开关损耗，提出一种用于无刷直流电机驱动的新型谐振极软开关逆变器的拓扑结构，通过在传统硬开关逆变器的三相输出端添加辅助谐振电路，利用辅助电路中的高频变压器的等效电感与主开关并联的缓冲电容之间的谐振，实现逆变器主开关器件的零电压开关和辅助开关器件的零电流开关。依据不同工作模式下的等效电路图，分析了电路的换流过程和设计规则，并建立起了辅助谐振电路损耗的数学模型，讨论了谐振参数对辅助电路损耗的影响。制作了1台实验样机，实验结果表明逆变器的主开关和辅助开关都实现了软开关。该谐振极软开关逆变器能有效改善效率，降低开关损耗。

无刷直流电机；逆变器；软开关；变压器；谐振

0 引 言

无刷直流电机(brushless DC motor,BLDCM)具有惯性低、响应快、功率密度高、稳定性好以及维修费用低等优点，因此它在工业领域中得到了广泛的应用。此外，这种电机还具有直流永磁电机的运行特性，但是电机中却不含机械的整流器和电刷，因此，与电刷有关的很多问题也同时被消除了，例如音频干扰问题，在易燃环境中工作时容易点燃潜在的火源问题等。无刷直流电机通常是由硬开关脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)逆变器来驱动，但是这种逆变器的开关损耗大、效率低，特别是在高频下运行时，过大的电压和电流变化率会产生严重的电磁干扰和二极管反向恢复电流问题[1]。因此，传统的硬开关逆变器对无刷直流电机驱动系统性能和功率密度的提高会产生不利影响。

为解决硬开关逆变器存在的诸多缺点，研究人员开始关注软开关技术。软开关逆变器包括谐振直流环节逆变器[2-9]和谐振极逆变器[10-13]。研究人员已将谐振直流环节逆变器用于驱动无刷直流电机，其中文献[7-9]提出的谐振直流环节软开关逆变器可以用于驱动无刷直流电机，但是其在直流母线上串联一个辅助开关器件，其通态损耗会随着逆变器输出功率的增大而大幅度增大，将严重阻碍逆变器效率提高，而且直流母线零电压凹槽也会影响直流电压利用率和逆变器输出波形畸变率。谐振极逆变器的辅助谐振电路连接在逆变器的三个输出端，直流环节电压不受谐振的影响。因此，可以认为用于无刷直流电机驱动的软开关逆变器的研究在未来将会以谐振极软开关逆变器为主。

近些年，谐振极软开关逆变器的研究主要集中在交流异步电动机驱动，异步电动机为正弦波控制三相绕组中通有正弦电流，而无刷直流电机工作在星形三相六状态120°换相时为方波控制，只有两相通电且为方波，控制方法及开关器件的动作与异步电动机都有较大区别，因而，传统的谐振极软开关逆变技术并不完全适合于无刷直流电机，有必要研究适用于无刷直流电机的谐振极软开关逆变器。文献[13]提出了用于驱动无刷直流电机的谐振极软开关逆变器，但是其拓扑结构都在直流母线之间设置了2个形成直流母线中性点电压的大电容，当采用单边调制这种可以降低开关损耗的控制方法时，即对上桥臂开关器件采用120°换相控制，对下桥臂的开关器件采用PWM调制，将会出现中性点电压偏移等问题，影响系统性能，因此文献[13]中的逆变器桥臂上的主开关采用了相对复杂的上下桥臂开关器件交替进行PWM调制的方法来维持中性点电位的平衡，而且三相逆变器的辅助开关器件多达6个，辅助电路的功率损耗较大，控制策略也比较复杂。

本文提出了一种用于无刷直流电机驱动的新型谐振极软开关逆变器，相比于文献[13]，本文提出的逆变器在拓扑结构和控制策略上的特点是①直流母线之间没有设置用于形成中性点电压的大电容，无中性点电位的变化问题，所以该逆变器桥臂上的主开关可以采用相对简单的单边调制法；②三相逆变器的辅助电路结构简单，只有3个辅助开关器件，2个辅助二极管和1个高频变压器，利用辅助电路中的高频变压器的等效电感与下桥臂的主开关并联的缓冲电容之间的谐振，实现逆变器主开关器件的零电压开关和辅助开关器件的零电流开关。文中分析了在1个开关周期内的电路各个工作模式，给出了逆变器的软开关设计规则和辅助谐振电路损耗的数学模型，讨论了谐振参数对辅助电路损耗的影响，最后制作了1台实验样机，通过实验来验证本文提出的新型谐振极软开关逆变器的有效性。

1 电路结构和工作原理

1.1 电路结构

该逆变器采用单边调制方法，逆变器上桥臂的3个主开关工作在换相频率，逆变器下桥臂的3个主开关工作在PWM频率，所以上桥臂的主开关的工作频率远低于下桥臂的主开关的工作频率。如果逆变器下桥臂的3个主开关工作在软开关条件下，逆变器开关损耗将会明显降低，辅助电路也会变得更加简单。新电路的拓扑结构如图1所示，由直流电源，辅助谐振电路，PWM逆变器和无刷直流电机组成。辅助谐振电路包括高频变压器(原副边绕组匝数比为1:n，等效电感为Lr)，辅助开关器件Sa、Sb、Sc，及辅助二极管Dr1、Dr2，其中Dr1直接串联在直流母线与变压器二次绕组之间，Dr2与变压器一次绕组并联。PWM逆变器下桥臂的主开关器件都并联了缓冲电容Cra、Crb、Crc，Cra=Crb=Crc=Cr。因为缓冲电容能够降低电压上升率，所以逆变器上桥臂和下桥臂的6个主开关器件都可以在零电压条件下关断，降低了关断损耗，消除了关断电压尖峰。在开通逆变器下桥臂的3个主开关时，必须提前开通相应的辅助开关，将缓冲电容中的电量释放完，这样逆变器下桥臂的主开关才能获得零电压开通条件。利用辅助电路中的高频变压器的等效电感与下桥臂的主开关并联的缓冲电容之间的谐振，实现逆变器主开关器件的零电压开关和辅助开关器件的零电流开关。

图1 三相谐振直流环节逆变器主电路Fig.1 Proposed three phase resonant DC Link inverter

1.2 工作原理

以一个PWM开关周期内，S1和D3导通状态与S1和S6导通状态之间的换流过程为例，来分析电路的工作过程。在一个PWM周期内，可以假设负载电流为I0恒定不变，等效电路如图2所示，各部分的电压和电流以图2所示的方向为正。电路的特征工作波形如图3所示，包括变压器一次绕组电流iLr，主开关S6的端电压uS6(缓冲电容Crb端电压)和开关器件S6与Sb触发信号的波形。如图3所示，该电路在一个开关周期内分为7个工作模式，各工作模式的等效电路图如图4所示。

图2 逆变器的等效电路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

工作模式：

模式1(t～t0)：初始状态，主开关S6处于关断状态，负载电流I0经二极管D3续流，S6的端电压uS6等于直流电源电压E，辅助谐振电路不工作。

模式2(t0～t1)：在t0时刻，开通辅助开关Sb，在变压器绕组等效电感的作用下，流过变压器一次绕组电流iLr不能突变，所以Sb实现了零电流开通。iLr从零开始增加，流过D3的电流从I0开始减小，流过变压器二次绕组的电流iLrs经二极管Dr1流回直流母线。变压器一次绕组和二次绕组最终的端电压值都等于直流电源电压E，忽略变压器绕组的阻抗，运用变压器等效电路可得

图3 电路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

图4 各工作模式的等效电路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

(1)

式中：L1和L2分别为变压器一次绕组和二次绕组的漏电感，a为变压器的匝数比1∶n，变压器有较高的励磁电感，我们可以假设iLr=niLrs，由式(1)可得

(2)

其中变压器的等效电感Lr=L1+L2/n2。本模式中变压器一次绕组电流iLr线性增加，在t1时刻，当iLr=I0，D3截止，负载电流全部流过变压器一次绕组时，模式2结束。本模式的持续时间为

(3)

模式3(t1～t2)：在t1时刻，负载电流I0全部流过变压器一次绕组，D3在零电流条件下关断，因此D3的反向恢复问题得到解决。从t1时刻开始，iLr继续增大，电容Crb和变压器等效电感Lr进入谐振状态，Crb放电，Lr被充电，uS6逐渐减小，iLr从I0开始继续增大，在t2时刻，当uS6减小到零时，本模式结束。本模式中uS6(t)和iLr(t)的表达式分别为：

(4)

(5)

此谐振过程持续时间为

(6)

当t=t2时变压器一次绕组电流I1为

(7)

变压器一次绕组电流最大值为

(8)

模式4(t2～t3)：在t2时刻，Crb电压uS6减小到零，Dr2开始导通。负载电流I0全部流过Sb，流过变压器一次绕组电流iLr等于流过Sb和Dr2电流之和，变压器一次绕组端电压为零，二次绕组端电压为E，可得

(9)

流过变压器一次绕组电流的变化率为

(10)

变压器一次绕组电流线性减小，在t3时刻，当iLr=I0时，本模式结束，本模式中开通S6，因为电容Crb的电压不能突变，所以开关S6可在零电压条件下开通。

本模式持续时间为

(11)

模式5(t3～t4)：从t3时刻开始，变压器一次绕组电流iLr从I0继续线性减小，部分负载电流开始流过开关S6。流过开关S6和Sb的电流之和等于负载电流I0。在t4时刻，当iLr减小到零时，本模式结束。在t4时刻，关断Sb，因为流过Sb的电流已经等于零，所以Sb完成了零电流关断；如果在本模式的t4时刻之前关断Sb，因为电容Crb端电压等于零，所以在Crb的作用下，Sb可以完成零电压关断。本模式持续时间为

(12)

模式6(t4～t5)：当变压器一次绕组电流减小到零后，辅助谐振电路不工作。本模式中逆变器的运行方式与硬开关逆变器相同，负载电流由直流母线经主开关S1、电机和主开关S6构成闭合回路。

模式7(t5～t6)：在t5时刻，直接关断主开关S6，辅助谐振电路不工作。因为电容Crb端电压不能突变，所以主开关S6完成了零电压关断，然后负载电流流向Crb，Crb被充电，Crb端电压线性上升。在t6时刻，当Crb端电压上升到E时，本模式结束。

本模式的持续时间为

T7=t6-t5=CrE/I0。

(13)

本模式结束后，在下一个开关周期，电路又从模式1开始工作，但是负载电流经二极管D5续流，电路将进入到S1和D5导通状态与S1和S2导通状态之间的换流过程。

1.3 软开关实现条件及设计规则

1)当辅助开关开通时，变压器的等效电感Lr的大小与通过开关的电流上升率成反比，这说明等效电感Lr必须足够大，这样才能限制流过辅助开关电流的上升率，使辅助开关获得零电流开通条件。因此为保证辅助开关实现零电流开通，Lr应满足下式

Lr≈4tonE/I0max。

(14)

其中：ton是辅助开关器件的开通延迟时间，I0max是负载电流最大值。

2)当逆变器下桥臂的主开关关断时，缓冲电容值Cr的大小与主开关关断之后的电压的上升率成反比。所以Cr应该足够大，才能够限制逆变器主开关关断时的电压上升率，使主开关获得零电压关断条件。因此为保证主开关实现零电压关断，Cr应满足下式

Cr≈4toffI0max/E。

(15)

其中toff是主开关器件的关断延迟时间。

3)Cr越大，缓冲电容存储的电量就越多，在逆变器下桥主开关开通前，缓冲电容中的电量应该提前释放完，所选Cr越大，在电容放电时，流过变压器一次侧绕组电流的最大值iLr-m就越大，但是iLr-m应不超过负载电流最大值I0max的两倍，由式(8)可得Cr应满足

(16)

4)由式(6)可知n的选取必须满足

n>2。

(17)

由式(12)可知如果n值太大，变压器一次绕组电流iLr减小到零所需时间太长，所以必须选取大小合适的n值。

5)根据工作模式可知，逆变器下桥臂的主开关S6在模式4期间开通，可以完成零电压开通，为了能使S6在全负荷范围内都可以实现零电压开通，S6开通时刻相比于辅助开关Sb的滞后时间Td应满足(T2+T3)|I0=I0max≤Td≤(T2+T3+T4)|I0=0-ton。

(18)

将式(3)、式(6)和式(11)带入式(18)中可得

(19)

6)为了使辅助开关Sb在全负荷范围都实现零电流关断，Sb的导通时间Ton(Sb)应满足

Ton(Sb)≥(T2+T3+T4+T5)|I0=I0max。

(20)

7)为了使辅助开关Sb在全负荷范围都实现零电压关断，Sb的导通时间Ton(Sb)应满足

Ton(Sb)≥(T2+T3+T4)|I0=I0max。

(21)

逆变器主开关工作在零电压开关条件下，因此，电压应力等于直流母线电压E，器件电流变化率即为负载电流。辅助开关工作在零电流开关条件下，因此其电压应力也等于直流母线电压E。流过主开关和辅助开关的电流的尖峰值被限制在两倍于最大负载电流的范围以内。据此，来选择主开关和辅助开关。

1.4 辅助电路功率损耗的分析

根据工作模式分析可知，逆变器的主开关器件S6实现了零电压开关，开关损耗为零；辅助开关Sb实现了零电流开关，开关损耗为零；辅助二极管Dr1和Dr2存在通态损耗。理想状态下，变压器绕组L1和L2的电阻很小，功耗可以近似为零。设辅助开关器件Sb通态压降为VCE，辅助二极管Dr1和Dr2的通态压降为VEC,开关频率为fc。根据一个开关周期内的各工作模式的理论分析，采用分段积分法可以得到辅助电路各器件的功率损耗数学模型。

辅助开关Sb的通态功耗PSb可表示为

(22)

二极管Dr1、Dr2的通态功耗PDr1、PDr2可表示为：

(23)

(24)

辅助谐振电路的总功耗Padd可表示如下：

Padd=PSb+PDr1+PDr2=

(25)

接下来用Padd分别对Lr和Cr求偏导，来研究Lr和Cr的变化对功率损耗的影响。

(26)

(27)

由式(26)和式(27)可知随着Lr和Cr的增大，辅助谐振电路的功率损耗会增大，所以在满足软开关实现条件和设计规则的前提上，Lr和Cr尽量取最小值。

2 实验结果

根据图1制作了实验样机，实验参数为直流电源电压E=300 V，最大负载电流I0peak=25 A，PWM开关频率fc=10 kHz，开关器件开通延迟时间ton=160 ns，开关器件关断延迟时间toff=140 ns，变压器匝数比a=1∶4，其一次绕组和二次绕组漏电感L1和L2分别为6 μH 和24 μH ，变压器的等效电感Lr为7.5 μH，缓冲电容值Cr=47 nF，下桥臂的主开关开通时刻相比于辅助开关的滞后时间Td=66 μs，辅助开关在每个开关周期处于开通状态的时间Ton(Sb)=70 μs，即占空比等于0.7。将实验参数代入式(14)～式(21)可以验证参数值满足要求。另外逆变器输出端接无刷直流电机，电机参数为额定功率2.5 kW，额定转速n为3 000 r/min，极对数P为4。

主开关S6的端电压uS6和变压器一次绕组电流iLr的实验波形如图5(a)所示，可以看出uS6下降的同时，iLr也在发生变化，说明逆变器下桥臂的主开关并联的缓冲电容与变压器的等效电感处于谐振状态，实验波形与图3所示的特征工作波形基本相符，验证了逆变器工作原理的正确性。主开关S6开通和关断时的电压uS6和电流iS6的实验波形如图5(b)所示，可以看出S6关断时，uS6以相对较低的上升率增大，所以S6实现了零电压关断；S6开通时，uS6已经先下降到零，然后iS6才开始上升，所以S6实现了零电压开通。辅助开关Sb开通和关断时的电压uSb和电流iSb的实验波形如图5(c)所示，可以看出Sb开通时，iSb以相对较低的上升率增大，所以Sb实现了零电流开通；Sb关断前，iSb已经等于零，所以Sb实现了零电流关断。逆变器a相和b相输出的相电流ia和ib实验波形如图5(d)所示，此时电机处于额定转速，相电流波形接近方波，电机稳定运行性能良好。

图5 实验波形Fig.5 Experimental waveforms

为验证本文提出的软开关逆变器在效率上的优势，在相同实验条件下对本文提出的软开关逆变器、硬开关逆变器以及文献[13]提出的软开关逆变器进行了效率对比测试，测试时硬开关和软开关逆变器都保持输出相电压有效值110 V不变，在相同的输出功率下分别测量这三种逆变器的输入功率，最后用输出功率除以输入功率得到效率，如图6所示。考虑到读取误差，在同一条件下测量4次，最后取其平均值。在输出功率2.5 kW时，本文提出的软开关逆变器的实测效率达到95.8%，相比于文献[13]提出的软开关逆变器，效率提高了1%；相比于硬开关逆变器，效率提高了2%。

图6 实测效率曲线Fig.6 Measured efficiency curve

3 结 论

本文提出了一种用于无刷直流电机驱动的新型谐振极软开关逆变器，与相关文献提出的拓扑结构相比，其特点是直流母线之间没有大电容，无中性点电位的变化问题，利用辅助电路中的高频变压器的等效电感与下桥臂的主开关并联的缓冲电容之间的谐振，使开关器件完成软开关。

通过实验研究得出如下结论：1)逆变器的主开关和辅助开关都工作在软开关条件下；2)所有开关器件的电压应力都不高于直流电源电压；3)逆变器输出的相电流被很好地控制，电流波形为光滑的方波，电机可以稳定运行；4)在输出功率2.5 kW的原理样机上得到了95.8%的实测效率，相比于文献[13]中提出的软开关逆变器，效率提高了1%；相比于硬开关逆变器，效率提高了2%。

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(编辑：贾志超)

A resonant pole soft-switching inverter for brushless DC motor drives

WANG Qiang， TANG Chao-yin， WANG Tian-shi， LIU Xiao-qin

(College of Information and Control Engineering,Liaoning Shihua University,Fushun 113001,China)

The brushless DC motor is supplied by a hard-switching inverter,which causes the problem of high switching loss and low efficiency in the inverter.A resonant pole soft-switching inverter was proposed for brushless dc motor to reduce switching loss. By adding auxiliary resonant circuits to three-phase output of the hard-switching inverter,it realized zero voltage switching operation of all main switching devices in inverter and zero current switching operation of auxiliary switching devices,based on the resonance between the equivalent inductance of high frequency transformer in the auxiliary circuit and snubber capacitor in parallel with main switching device. According to equivalent circuits in different modes,commutation process of the circuit and design rule were analyzed. The mathematical model for auxiliary resonant circuit loss was established and the influence of resonant parameters on the loss of auxiliary circuit was discussed. A laboratory prototype was built. Experimental results showed that both of the main switching devices and auxiliary switching devices were operated under zero voltage or zero current. The resonant pole inverter presented can effectively improve efficiency and reduce switching loss.

brushless DC motor; inverter; soft switching; transformer; resonant

2015-04-25

国家自然科学基金(51207069);辽宁省自然科学基金指导计划项目(20170540586);辽宁石油化工大学国家级科研项目培育基金(2016PY-016)

王 强(1981—),男,博士,副教授,研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制; 唐朝垠(1990—),男,硕士研究生,研究方向为软开关逆变器的电路拓扑及控制; 王天施(1970—),男,博士,副教授,研究方向为电力系统继电保护; 刘晓琴(1975—),女,博士研究生,副教授,研究方向为电力系统故障诊断。

王 强

10.15938/j.emc.2017.06.008

TM 464

A

1007-449X(2017)06-0059-07