同步整流双谐振LLC-DCX悬浮控制电源研究

刘文军， 易俊宏， 马红波

(西南交通大学 电气工程学院，四川 成都 610031)

同步整流双谐振LLC-DCX悬浮控制电源研究

刘文军， 易俊宏， 马红波

(西南交通大学 电气工程学院，四川 成都 610031)

针对传统悬浮控制电源设计中存在的占空比失调、稳压率差及转换效率低等问题，提出基于同步整流双谐振LLC-DCX的两级式变换方案。该方案在实现主次侧开关管ZVS和二次侧整流管低损耗的同时，降低了输入电流纹波；在介绍了双谐振LLC-DCX的工作原理的基础上，讨论了电源的关键参数设计。210W，220-380V输入、4路输出的原理样机实验结果及比较很好地验证了研究方案的先进性与可行性。

同步整流；悬浮控制电源；双谐振LLC-DCX；多路输出

0 引 言

随着能源短缺、环境污染，城市交通拥堵等问题的日趋严重，节能、环保的磁悬浮列车成为工业界和学术界研究的热点。悬浮控制电源用于为悬浮控制电路提供稳定的工作电压,是磁悬浮列车必不可少的电力电子装置。相较其他电气设备，悬浮控制电源功率相对较低，并未引起学术界和工业界的重视。目前仍采用变压器多绕组技术实现[1]。该方案中，控制回路只对其中要求较高的输出支路进行反馈控制，其他支路处于开环状态，其输出电压取决于变压器的匝比，因此成本最低。但是非控支路的稳压率较差，交调严重。而且，变换器通常采用诸如反激、正激和半桥等硬开关拓扑，电源转换效率较低。从本质上来讲，悬浮控制电源是一个典型的高压输入、低压多路输出的DC-DC变换器。加权电压控制[2]是一种低成本的解决方案。其采用一定的加权系数对多路输出电压进行反馈控制。其本质上并没有消除误差，而是将误差进行加权分配。一般来说，加权电压控制仅适用于2路输出的场合。对于3路以上且需要隔离输出 (如磁浮控制电源，航空电源)，控制回路变得相对复杂。文献[3-5]相继提出了如PWM-PD，PWM-PS，PWM-PFM等混合控制方法。这些混合控制方法，通过反馈不同支路的输出电压来分别改变调制信号的不同变量，因此电压调节范围有限，主要应用于2路输出、功率小及输入电压变化范围较小的场合。增加诸如线性调整器[6]，磁放大器[7]及开关调整器[8]的两级式方案是提高稳压率、消除交调的另一类行之有效的解决方法。此方案中前级变换器通常采用正激，半桥及推挽等硬开关拓扑[9]。因此效率和成本成为该方法的主要瓶颈。

相较于其他变换器拓扑，LLC谐振变换器因其高效率、高功率密度的特点在诸如计算机电源、通信电源等场合得到了广泛应用。文献调研还未见应用于多路输出的磁浮控制电源领域。而且文献[10-11]所研究的结果仅仅适合于2路输出的LLC谐振变换器，无法应用于4路输出的悬浮控制电源。为此，论文针对悬浮控制电源输出路数较多且要求隔离(输入输出隔离、各路输出间隔离)的特点，引入双谐振变换器拓扑，提出了基于同步整流双谐振LLC-DCX的两级式变换方案，解决了传统设计中存在的问题，在实现各路精确稳压的同时，大大提高了磁浮控制电源的效率和可靠性，同时降低了输入电流纹波。

1 系统结构与电路拓扑

论文研究的悬浮控制电源结构如图1所示，其主要由前级同步整流双谐振LLC变换器和后级同步整流Buck变换器组成。同步整流双谐振LLC变换器开环工作于谐振点，即直流变压器 (DCX)模式，在实现高效率变换的同时，采用多绕组技术，将高的输入电压初调为4路合理的中间电压；后级同步Buck变换器则把前级变换器的输出电压变换成满足要求的4路输出电压V01、V02、V03和V04，供悬浮控制系统应用。

图1 磁悬浮控制电源系统结构Fig.1 Proposed configuration for levitation control power supply

图2为悬浮控制所采用的同步整流双谐振LLC变换器拓扑。为了分析该变换器的工作原理，假设上下谐振网络的参数一致，即Lr1=Lr2=Lr，Lm1=Lm2=Lm，Cr1=Cr2=Cr。LLC谐振变换器有两个谐振频率，其中一个谐振频率由谐振电感Lr和谐振电容Cr确定，另一个谐振频率由Lm，Lr与Cr确定，分别如下：

(1)

图2 同步整流双谐振LLC变换器拓扑Fig.2 Double resonant tank LLC converter withsynchronous rectifier

考虑到电路的对称性，以1/2开关周期为例介绍电路的工作原理。电路在半个周期可分成4个工作模态，理论工作波形及等效电路分别如图3和图4所示。

图3 理论工作波形Fig.3 Theoretical waveform for double resonant tanks LLC-DCX synchronous rectification

模态2[t1,t2]：t1时刻，MOSFETQ1继续保持导通，同步整流控制芯片通过检测SR的漏源电压，触发同步整流管S1和S4，使其导通。此状态中，由于同步整流管S1和S4的导通，大大降低了导通损耗，因此可以大大提高变换器效率。

图4 同步整流双谐振LLC-DCX不同模态的等效电路Fig.4 Equivalent circuit for each mode of double resonant tanks LLC-DCX with synchronous rectification

模态3 [t2,t3]：t2时刻，MOSFETQ1继续保持导通，同步整流控制芯片通过检测SR的漏源电压，触发同步整流管S1和S4，使其关断。但此时，二次侧电流并未为0，二次侧电流重新经过同步整流管S1和S4的寄生体二极管，传递给负载，此模态的时间非常短。该模态直到t=t3时刻结束，此时谐振电流等于励磁电感电流，即iL1=iLm1、iL2=iLm2。

2 同步整流控制策略

理论上，双谐振LLC谐振变换器工作于DCX模式时，其同步整流管的驱动时序完全可以通过主次侧驱动信号合成[12]。然而在实际硬件实现时却是不可行的，其原因如下：1)由于寄生参数和磁性元件设计的误差，很难保证电路工作于真正的谐振点，除非采用谐振频率自动跟踪技术[13]。当实际工作频率略低于谐振点时，双谐振LLC-DCX二次侧整流管将工作于断续模式；如果采用互补的二次侧驱动时，将产生反向能量流，这个反向能量流不但会增加导通损耗，而且会造成主次侧开关管的损坏[12]；2)本文中的双谐振LLC为多路输出，由于负载、等效Q值差异，二次侧各路输出的电流并不完全同步。因此，出于上述考虑，本文设计中必须采用电流型驱动方式。

常用的电流型驱动主要有两种：1)通过电流互感器(CT)检测流过同步整流管的电流来产生驱动信号[14]。但是由于二次侧电流较大，不但增加了成本和PCB尺寸，而且降低了变换器效率[15]。对于需要多路输出的悬浮控制电源而言，其缺点将变得更为明显；2)通过检测同步整流管漏源极电压判断电流流过同步整流管的情况，从而产生驱动信号。该方式具有控制简单，可靠性高，体积小，成本低，而且已有诸如IR1167、TEA1761和SRK2000等商用芯片可供选择，非常适合用于高效率悬浮控制电源。本文采用ST公司的SRK2000，其详细的控制框图可参考其数据手册。

3 LLC-DCX的参数设计

与传统输出稳压的LLC谐振变换器[16]不同，本文中双谐振LLC变换器工作于DCX模式。在实际电路中，很难保证电路工作在谐振点。因此设计LLC-DCX的谐振网络的方法是保证谐振网络增益在谐振点fr附近随频率变化的影响相对较小。详细参数设计过程如下：

1)计算变压器TR1和TR2匝比

由于同步Buck控制芯片NCP1034的最大占空比为0.8，所以变压器的变比如下：

(2)

(3)

(4)

2)谐振网络参数的设计

根据文献[17]的分析，可以推导出保证开关管ZVS的条件：

(Im1_peak+Im2_peak)td≥2VinCoss。

(5)

式中，Im1_peak和Im2_peak分别为励磁电感Lm1，Lm2的峰值电流，td为死区时间，Coss是等效的MOSFET的输出电容。通过式(6)计算出峰值电流Im1_peak及Im2_peak：

(6)

式中：n为变压器变比；Vo与Ts分别是输出电压和开关周期；Lm为励磁电感。

考虑在谐振点时，谐振网络的增益为1及实现ZVS的条件，由式(5)和式(6)可推出励磁电感Lm：

(7)

选取死区时间td=300 ns，开关管为IPP60R099CP，其数据手册中输出等效电容Coss的典型值为130 pF，由式(7)可知Lm为1.9 mH。再考虑电路的寄生电容的影响，实际取350 μH。

图5给出了LLC谐振增益曲线随电感比k和品质因数Q的变化曲线，从中不难得出：

1)品质因数Q一定时，k越大，在谐振点fr附近的增益变化就越小；

2)电感比k一定时，Q越小，在谐振点fr附近的增益变化越平坦。因此，在保证电路ZVS的前提下，尽可能选取大的k值和较小的Q值。实际上的设计中，k和Q的选择是一个闭环的折中优化过程，从而保证k不会过大，Q不要过小，否则会增加器件选型的困难和影响电路效率。

基于以上原则，设计过程如下：

首先根据经验给定一个相对较大的k值，并通过式(8)和式(9)计算出谐振电感Lr和谐振电容Cr：

(8)

(9)

一旦确定了激磁电感Lm，k，Lr及Cr的值，则通过式(10)计算出相应的Q值：

(10)

接着基于k值和计算的Q值，绘制增益曲线，验证谐振点fr附近的增益变化对频率的敏感性。同时进行损耗分析，初步评估效率值。否则降低k值，重新按上述步骤进行再次优化，直至找到最佳的LLC谐振参数。

图5 LLC谐振网络增益曲线Fig.5 Gain curve of LLC resonant network with the different k and Q

4 实验结果

为了验证所提方案的有效性，实验室研制了一台如图6所示的210W悬浮控制电源样机。样机详细指标和关键参数分别如表1和表2所示。

图6 样机的详细电路原理图Fig.6 Detailed schematic of the prototype

参数 数值输入电压/V220～380DC额定输入电压/V330DC输出电压和电流VO1=5V,Io1=4AVO2=24V,Io2=3.5AVO3=15V,Io3=3.5AVO4=15V,Io4=3.5A开关频率fs1=150kHz(LLC-DCX)fs2=200kHz(同步Buck)

额定输入电压满载情况下，双谐振LLC-DCX变换器主开关管Q1、Q2和上、下谐振网络电感电流的波形如图7所示。正如图7所示，主开关管Q1、Q2的Vds下降到零后才开通，实现了零电压开通(ZVS)。同时，由于本样机的磁芯元件制作中存在误差，样机实际谐振频率为155.1 kHz。

图8为额定输入电压满载情况下，双谐振LLC-DCX变换器输入电流iin的测试波形。由图可知：相较于单谐振LLC变换器拓扑，论文研究的双谐振LLC变换器输入电流连续，纹波小，相应地可以减小滤波电容及开关管电流应力。

表2 样机关键参数

图7 330 V输入时前级的实验波形Fig.7 Measured resonant current waveform under nominal input and full load condition

图8 330 V输入时开关Q2及输入电流iin的实验波形Fig.8 Experimental waveform of the input current under nominal input and full load condition

额定输入电压满载情况下，双谐振LLC-DCX变换器同步整流管Q021、Q041实验波形如图9所示，不难看出：1)流过同步整流管的电流减小到零后才关断，实现了零电流关断(ZCS)；2)二次侧电流大部分流过同步整流管，因此大大的提高了效率，详细效率对比见图10。

满载情况下，样机效率随输入电压的变化曲线和效率随负载变化曲线如图10(a)和如图10(b)所示。通过对比可知同步整流将整机的效率提高了约2%。

图9 330 V输入时同步整流的实验波形Fig.9 Experimental waveform of the synchronous MOSFETs under nominal input and full load condition

图10 样机的测试效率Fig.10 Measured overall efficiency of the prototype

5 结 论

为了解决传统悬浮控制电源采用硬开关拓扑，效率不高的问题，通过引入双谐振LLC谐振变换器拓扑，提出了基于同步整流双谐振LLC-DCX的两级式解决方案，设计了一款效率高达94%的多路输出悬浮控制电源，具有以下优点: ①控制简单可靠，易于实现；②效率高、体积小；③各路输出独立控制，稳压精度高，无交调；④可靠性高：将变压器分成了两个功率较小的分布式变压器，温度分布均匀，大大提高了电源的可靠性。⑤低的输入电流纹波。实验样机测试结果证明了所研究方案的高效性。

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(编辑：刘素菊)

Double resonant LLC-DCX with synchronous rectifier based power supply for maglev control system applications

LIU Wen-jun， YI Jun-hong， MA Hong-bo

(School of Electrical Engineering,Southwest Jiaotong University,Chengdu 610031,China)

The traditional solutions formaglev control power supply have problems of uncontrolled duty ratio,poor cross-regulation rate,and low conversion efficiency. In order to solve these problems,a two-stage solution employing the double resonant tank LLC-DCX with synchronous rectifier is proposed and developed in this paper. The proposed solution not only can achieve soft-switching of primary switch and reduce the conduction loss of secondary side rectifier,but also can decrease greatly the low input current ripple.Thus,the high efficiency,high reliability owing to a uniform thermal distribution and low input current ripple are the key advantages of the proposed solution. The operating principle of the double resonant tank LLC-DCX with synchronous rectifier was firstly analyzed. The design consideration for key parameters was discussed. A 210W,220-380 V input hardware prototype with four outputs,was fabricated and tested in the lab,and the experimental results and efficiency measured date were presented to demonstrate the declared features and validity.

synchronous rectifier；maglev control power supply；double resonant tank LLC-DCX；multiple output

2015-03-09

国家自然科学基金(51407149)

刘文军(1988—)，男，硕士，研究方向为高效率变换器拓扑及控制； 易俊宏(1987—)，男，硕士研究生，研究方向为高效率变换器拓扑及控制； 马红波(1981—)，男，博士，副教授，硕导，研究方向为高效率、高功率密度开关变换器技术及其在轨道交通、新能源领域的应用。

马红波

10.15938/j.emc.2017.06.003

TM 46

A

1007-449X(2017)06-0018-08