3 kW车载充电机的研究与实现

刘晓东，徐 朋, 方 炜，徐 瑞，刘宿城

（安徽工业大学电气与信息工程学院，马鞍山 243002）

3 kW车载充电机的研究与实现

刘晓东，徐 朋, 方 炜，徐 瑞，刘宿城

（安徽工业大学电气与信息工程学院，马鞍山 243002）

电动汽车以其显著的节能减排优势成为全球汽车工业的主要发展方向之一。车载充电机是电动汽车的重要组成部分，作为电动汽车动力电池与电网之间的接口，高效率是其最重要的技术指标，同时还应减小其对电网的谐波污染。设计的车载充电机采用AC/DC到DC/DC的两级隔离式电路结构：前级采用基于单周期控制的单相Boost-APFC电路，后级是移相全桥ZVZCS变换器，同时副边辅助电路采用由电容和二极管组成的新拓扑结构，可以进一步提高系统效率。另外，提出单-双环充电切换的控制方法，来满足蓄电池的恒压-恒流充电要求。为验证理论分析的正确性，在Matlab/Simulink环境下对整个系统进行仿真，并采用TMS320F2812控制芯片完成3 kW的样机实验。

充电机；功率因数校正；软开关；数字控制

以动力电池为能源的电动汽车是21世纪的绿色工程，随着电动汽车研究的深入，电动汽车的相关技术也得到国内外的广泛重视，车载充电机被列入“十五”国家863计划电动汽车重大专项［1-2］。目前国内的一些生产单位的充电机主要面向电瓶车、游览车以及电池维护等应用场合，仅有的几家单位生产的电动汽车车载便携式充电机很难满足车载充电机需求的快速发展，研制电动汽车大功率高功率密度充电机具有重要意义［3］。

当前的主流拓扑是Boost-APFC和DC-DC变换器的两级隔离型结构［4-5］。文献［4］中充电机效率已经可以达到92.5%，其Boost PFC变换器采用平均电流控制模式；文献［6-8］分别对峰值电流、滞环电流和平均电流控制方法进行了研究，但其主要缺点为电流连续导通模式CCM（continuous conduction mode）需要有乘法器，其控制至少要检测输入电流、输入电压和输出电压这3个信号。文献［4］中DCDC变换器由全桥谐振变换器和同步整流器组成，虽然可以提高效率，但需要使用8个全控型器件，成本较高，且控制复杂。另外基本移相全桥零电压零电流开关ZVZCS（zero-voltagezero-currentswitching）变换器存在滞后臂开关管在轻载时实现零电压困难的问题，且二次侧整流二极管电压应力较大［9-10］。在电池的充电过程中，单一的恒压或恒流充电，分别在充电前、后期充电电流很大，电池内部温度上升很快而缩短了其使用寿命，甚至损坏电池。而传统的从恒流充电切换到恒压充电时，会出现被控量突变的情况，一定几率上造成切换过程中充电电流断续状况［11］。

针对Boost PFC变换器，本文采用结构简单、无需乘法器的单周期控制方式实现APFC，提出了一种改进型移相全桥ZVZCS变换器，其中副边辅助电路由1个电容和2个二极管组成。新拓扑减小了通态损耗和环流损耗，解决了副边整流桥上二极管应力较大的问题，并可在全负载范围实现滞后臂的零电流开关ZCS，提高了效率。为确保充电电流连续，本文采取从电流单环到电压电流双环的切换系统，即从恒流充电切到恒压充电时，构成双环PI控制系统，并进行仿真分析。以DSP作为核心控制芯片完成了样机制作，通过实验测试进一步验证了所提拓扑结构和控制策略的正确性和有效性。

1 车载充电机拓扑与控制策略

1.1 前级单周期控制APFC技术

本文采用单周期控制技术对功率因数进行校正，图1为充电机的主电路结构，其中电感L、二极管D、电容C和开关管Q构成前级Boost-APFC电路。

单周期控制Boost-APFC变换器原理如图2所示。在开关周期开始时刻，采用频率为20 kHz的时钟信号clock对RS触发器进行置位，IGBT导通，同时由积分电容Cint、积分电阻Rint和运算放大器组成的实时积分器也开始积分，电感电流上升；当实时积分器输出等于采样电流信号时，比较器发生翻转，RS触发器复位，关断IGBT，同时开关S闭合，实时积分器复位清零。RS触发器翻转时，比较器的2个输入端电压Vm满足

式中：RS为采样电阻或等效的采样电阻；iL为输入电流；D为占空比；Vm为电压环PI调节器的输出。则有

因此，每个开关周期内D都可调。又Boost电路输入、输出电压满足关系：Uo＝Uin（1-D），代入式（2）得

在一个工频周期内，Uo、Vm可看作不变量，所以网侧电流能紧跟网侧电压呈正弦变化。

图1 车载充电机主电路结构Fig.1 Main circuit structure of on-board charger

图2 单周期控制Boost-APFC变换器原理Fig.2 One-cycle control principle of Boost-APFC converter

与传统功率因数校正方法相比，单周期控制是一种大信号、非线性控制技术，无需乘法器来提供参考电流，具有结构简单、控制精度高、动态响应快和抗干扰性强等优点，其主要组成器件只有时钟、实时积分器、比较器、RS触发器及加法器，与其他的控制方法相比所需的元器件少，成本相对较低［12-14］。

1.2 后级改进型ZVZCS的拓扑分析

图1为改进型ZVZCS部分利用变压器中心抽头，将钳位电容和2个二极管加入副边来改进拓扑。当一次侧往二次侧传递能量时，CC通过DC1被充电；续流期间，DC2导通使CC能量释放，反加到一次侧使IP减小到0，从而让ZCS在滞后臂顺利完成。本文中CC较大，不会产生谐振而导致二次侧电压应力是原来2倍的问题，故可近似恒压等效CC上的电压。综上所述，该拓扑减小了通态损耗和环流损耗，提高了效率，解决了副边整流桥上二极管的应力较大的问题，可在全负载范围实现滞后臂的ZCS。

1.2.1 改进型ZVZCS工作过程

改进型ZVZCS工作过程波形如图3所示。改进型拓扑可分为14个工作模态，因其是对称工作，所以只需要分析前半个周期内的7个模态。其中VAB是变压器一次侧电压，Vrec是变压器二次侧整流管电压，IDC1和IDC2分别是流过DC1和DC2上的电流。具体工作过程如下。

模态1（t0～t1）：t0前Q1开始工作，t0时刻Q4工作，因为在上一个周期中IP已经减小到0，所以Q4实现了零电流开通。在第1个模态开始时D1～D4都是关断的，上一周期中CC储存的能量通过DC2提供给负载。这一阶段的IP和Vrec分别为

式中：Ui为整流输出直流电压；K为变压器变比，K= N1/N2，N1、N2分别为原、副边绕组匝数。

在此过程中，电容CC两端的电压逐渐减小但可近似认为不变。随着IP的慢慢增大D1和D4也随之开通，二次侧电压Vrec上升至大于电容CC两端的电压时DC2开始关闭，DC1开始工作，此时DC2和D1、D4完成换流。第1个模态结束时IP上升到i0折算到一次侧的值IP≈i0/K。

模态2（t1～t2）：t1时刻DC2已经和D1、D4的换流过程结束，能量从一次侧全部传递给负载，DC2关闭，DC1开始工作，一次侧由LS开始给CC充电。此时，Vrec由VCc变为2VCc，即

CC充电过程中，因CC较大，IP相比i0/K变化较小，故可视作IP基本保持不变，即

模态3（t2～t3）：因为与Q1并联的C1两端电压VC1不能发生突变，所以Q1在t2时刻实现了零电压关断。此后IP对C1充电，对C3放电，IP在这一模态下变化不大。这一阶段VAB等于C3两端的电压VC3，VAB迅速减小至低于KVrec，从而导致IDC1也快速减小，则有

t3时刻C3电压也减小为0，此时反并联在Q3上的二极管开始工作。该模态的时间为

模态4（t3～t4）：由上一模态分析可知，在t3时刻C1和C3的充放电都已经完成，Vrec电压反加在LS上，IP开始下降，即

当C3放电结束后Q3立刻开始工作，因为和Q3反并联的二极管提前工作，所以Q3两端的电压即二极管的导通压降，故Q3也实现了零电压导通。

模态5（t4～t5）：t4时刻IDC1电流已经减小为0，DC1关断，D1、D4和DC2换流开始。IP依然满足式（11），而Vrec（t）为此阶段IP减小的速度变缓，最终，CC的反向电压将让IP减小到0。

模态6（t5～t6）：t5时刻D1、D4与DC2已经完成换流，IP也减小为0，此时Q4停止工作并实现零电流关断。CC开始向负载提供能量。

模态7（t6～t7）：Q4关断后在死区时间td内让Q2开始工作即可实现Q2的零电流开通。

1.2.2 改进型ZVZCS实现条件

（1）ZVS实现的条件

当和Q3并联的二极管工作后再让Q3工作，可实现零电压开通。设C1=C2=Cr，则超前臂的死区时间应为

（2）ZCS实现的条件

在CC向负载提供电流期间，IP只要完成复位即可让ZCS在滞后臂顺利完成。因为CC远比C1和C3大，假设CC上储存的能量是EC，原边LS待释放的能量为EL，则有

由式（14）、式（15）得，当EC＞EL时，就可以实现ZCS。故按照最大IP进行设计，就能够在整个负载变化时都能实现滞后臂的ZCS。

2 单-双环切换充电系统设计

为了实现车载充电机恒流恒压的切换充电，控制系统必须有电流和电压闭环［15］。起始阶段，为了实现快速充电，由电流单环PI控制为负载提供恒定的充电电流；当负载电压达到一定电压后，系统切换为电压外环-电流内环的双环PI控制，为负载提供可变的充电电流，以维持恒定的负载电压，确保充电电流连续。

在移相全桥ZVZCS的控制系统中设置切换开关，单-双环切换控制系统的框图如图4所示。选取电流单环控制恒流阶段，当切换到恒压充电时选取电压外环-电流内环的双环控制，这样不仅实现了电压稳定的目的，也不会出现充电电流断续，同时负载扰动对输出的影响可以通过电流环的快速性有效抑制。

图4 单-双环切换控制Fig.4 Switching control between one and double closed loops

2.1 主电路小信号建模

移相全桥ZVZCS可由Buck电路变化而来，两者的区别在于前者存在占空比丢失。通过对Buck电路进行小信号建模后，再定义有效占空比的概念，然后引入正、负反馈的附加项和两个受控源，最后建立包括漏感在内的ZVZCS小信号模型［16-17］。

通过分析图1移相全桥ZVZCS部分可以得到其传递函数，其中输出滤波器的传递函数H0（s）为

其中：

式中，Zin（s）为输入阻抗。

2.2 恒流充电阶段

恒流阶段的系统Bode图如图5所示。由图可见，在恒流期间，控制目标是保持输出电流不变，采取电流单环负反馈，校正方式为比例积分控制。设电流环比例、积分常数分别为Kpi、Kii，故此阶段系统的开环传递函数Gi（s）为

图5 恒流阶段系统Bode图Fig.5 Bode plot of constant current stage

此时整个系统的开环传递函数为

计算求得系统电流PI系数是Kpi=5，Kii=200，将系统参数代入式（13），得到其Bode图如图5所示。其相角裕度Pm=54.4°，增益的剪切频率wc1= 12.2 krad/s，补偿后的系统稳定。

2.3 恒压充电阶段

完成恒流充电之后，系统切换到恒压充电，采取电压外环-电流内环的双环控制负反馈，校正方式为PI控制，故此阶段系统的开环传递函数为

图6 恒压阶段系统Bode图Fig.6 Bode plot of constant voltage stage

计算求得系统电压PI调节器的Kpv=0.5，Kiv= 5，将其代入式（15），则系统的Bode图如图6所示。图中相角裕度Pm=60.7°，增益的剪切频率wc2=6.81 krad/s，补偿后的系统稳定。

3 实验结果与分析

为验证上述理论分析的正确性，搭建了一台3 kW的数字控制试验样机，其网侧电压有效值是220 V，输出300 V的直流电压，模拟直流充电机的恒流、恒压两阶段充电。主电路实验参数如表1所示，前级Boost-APFC的网侧电压和电流波形见图7。由图7可知，网侧电流近似正弦波，能够跟随网侧电压变化，实现了功率因数校正，减小了谐波污染，达到了高功率因数和低电流谐波的要求，满足设计指标的要求。

表1 主电路实验参数Tab.1 Experimental parameters of system

图7 网侧输入电压、电流实验波形Fig.7 Experimental waveforms of current and voltage in power grid

软开关是本文设计的重点，只有实现了软开关整机的充电效率才能大幅度地提高。如果在轻载状态下，前后臂都能分别完成ZVS与ZCS，那么重载时更能达到设计要求。

图8为在功率600 W、输出电压100 V、输出电流6 A条件下验证的充电系统中软开关实现情况的实验波形。从图8中可以看出，超前臂IGBT完全达到零电压开通和关闭的要求；滞后臂IGBT也很好地实现了在零电流下的工作。

图8 后级软开关实现的实验波形Fig.8 Experimental waveforms of ZVZCS

图9为从恒流到恒压的充切换过程的实验波形，过渡时间大约0.1 s。由图可见2阶段稳态和切换的动态过程均良好，未出现充电电流断续等状况。负载采用2个12 V/36 Ah的铅酸蓄电池并联，再串接一个大功率电阻箱，压降基本都降落在电阻上，并联蓄电池的电压变化范围很小，在恒流充电阶段基本无变化。

图9 整机充电切换的实验波形Fig.9 Experimental waveform of switching process when system charging

图10所示为搭建的样机充电效率，包括前级单相Boost-APFC电路、后级移相全桥ZVZCS电路以及整机的效率。从图中可以看出，随着输出功率从0～3 kW逐渐增大，前级效率、后级效率以及整机效率也逐渐增大；满载时，单相Boost-APFC电路效率约是95.1%，后级ZVZCS电路的效率近似达到93.1%，整机效率达到88.5%，基本达到车载充电机对效率的设计指标。

图10 样机充电效率Fig.10 Efficiency versus of prototype

4 结语

本文设计的充电机前级采用的单周期控制单相Boost-APFC电路与后级ZVZCS电路相对独立，消除网侧电流谐波，具有较高的功率因数，可靠性高，运行效果良好；后级采用副边添加辅助电路的移相全桥ZVZCS新拓扑。引入辅助电路使得原边超前换流且换流时间大大缩短，确保在全负载范围内实现滞后臂的零电流开通和关断。通过仿真和样机实验验证了理论分析的正确性。

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Research and Implementation of 3 kW On-board Charger

LIU Xiaodong,XU Peng,FANG Wei,XU Rui,LIU Sucheng
（School of Electrical and Information Engineering,Anhui University of Technology,Ma’anshan 243002,China）

With significant advantage of energy saving and emissions reduction,electric vehicle（EV）has been one of the main development directions of the global automotive industry.On-board charger is a key component of EV and functions as the interface between EV battery and electric grid.High efficiency is the primary technical index for onboard charger,and so is the less harmonic pollution to the electric grid.In this paper,the two-stage AC/DC and DC/DC circuit structure with isolation is adopted.The first stage uses single phase Boost-APFC circuit with one-cycle control, the second stage is ZVZCS converter with phase-shifted full-bridge control.Meanwhile,the transformer secondary side auxiliary circuit adopts a new topology consists of capacitance and diode to achieve higher efficiency.Then,a control method of single-double loop charge switching is presented to meet vehicle battery constant voltage-current charging requirement.The correctness of theoretical analysis is verified by the entire charging system simulation in Matlab/ Simulink and the experiments of a 3 kW prototype using TMS320F2812DSP control chip.

on-board charger;power factor correction;soft-switching;digital control

刘晓东

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．3.126

：TM 910.6

：A

刘晓东（1971－），男，博士，教授，研究方向：电力电子功率变换技术，E-mail：lx dong168@sina.com。

徐朋（1994-），男，通信作者，本科，研究方向：电力电子功率变换技术，E-mail：xupeng86@hotmail.com。

方炜（1977-），男，博士，副教授，研究方向：电力电子功率变换技术以及非线性控制，E-mail：fweizk@163.com。

徐瑞（1991-），男，硕士研究生，研究方向：电力电子功率变换技术，E-mail：xurui199111@sina.cn。

刘宿城（1981-），男，博士，研究方向：电力电子系统稳定性分析与控制，E-mail：liusucheng@ahut.edu.cn。

2015-11-25

国家自然科学基金资助项目（51207001）；安徽省高校自然科学研究重点资助项目（KJ2016A804）

Project Supported by National Natural Science Foundation of China（51207001）;Natural Science Foundation of the Anhui Higher Education Institutions of China（KJ2016A804）