三相逆变器共模传导电磁干扰建模及原始噪音抑制技术

2017-06-05周锦平

电源学报 2017年3期

关键词：共模三相噪音

周锦平，周敏

（1.上海交通大学电子信息与电气工程学院，上海200240；2.台达电子企业管理（上海）有限公司台达电力电子研发中心，上海 201209）

三相逆变器共模传导电磁干扰建模及原始噪音抑制技术

周锦平1，周敏2

（1.上海交通大学电子信息与电气工程学院，上海200240；2.台达电子企业管理（上海）有限公司台达电力电子研发中心，上海 201209）

建立了三相逆变器的共模噪音通路模型，基于此模型分析了连接在交流母线与直流母线之间的滤波电容对共模噪音特性的影响；提出了一种新的应用于三相变换器的原始共模噪音的补偿方案，基于所提方案可以减小整个系统对共模滤波器的要求，改善整个系统的体积和成本。实验结果验证了方案的可行性。

三相逆变器；传导电磁干扰；共模噪音模型；噪音补偿

在大功率应用领域，三相脉宽调制PWM（pulse width modulation）的电压源变换器如不间断电源、电机驱动、新能源并网逆变器等被广泛应用。为了满足相应的电磁干扰EMI（electro magnetic interference）标准，在网侧通常都需要加入EMI滤波器，包括差模滤波器和共模滤波器［1］。因为共模噪音源内阻的复杂性，共模滤波器的设计通常具有相当的挑战性，需要工程师反复试错。

另外一个会影响共模噪音源特性的关键元件是连接在交流母线与直流母线之间的滤波电容CY0，甚至有时候交流母线中性点和直流母线中点之间是直接相连。普遍地认为这样的低阻抗连接可以改善逆变器产生的共模噪音电流［2］，因而可以减小交流侧的共模滤波器。但是，实际应用时，有时候会得到一些矛盾的结果，鲜有文献对这一问题进行系统分析。

本文首先分析了三相电压源变换器的共模噪音通路并建立一个简化的共模噪音模型，利用这个模型可以很方便地进行共模滤波器的设计；接着基于这个模型分析了连接在交流母线与直流母线之间的滤波电容对共模噪音特性的影响；最后提出了一种应用于三相变换器的原始共模噪音的补偿方案，共模噪音的原始补偿方案在单相电路中出现较早［4］。本文将其推广至三相电路，实验结果验证了方案的可行性。

1 共模噪音模型

1.1 共模噪音模型建立

在电力电子线路中，共模噪音电流的产生通常可以概括为2个要素：一是存在对地的电压跳变，二是该电压跳变点与地之间的分布电容。

结合三相电压源变换器拓扑，三相PWM电压源变换器共模噪音通路如图1所示。主要需要考虑电压跳变点，包括3个桥壁中点及直流母线，相应地，分布电容包括3个桥壁中点对地的分布电容C1a，、C1b和C1c以及直流母线与地之间的分布电容C0。图1中，La，、Lb、Lc为3个储能电感，Cx为差模滤波电容，ZLISN表示EMI测试时的辅助设备线性阻抗稳定网络LISN（line impedance stabilization network）的阻抗。

图1 三相PWM电压源变换器共模噪音通路Fig.1 CM noise path of three-phase PWM converter

需要说明，如果直流母线是浮地的，则其对地电压是跳变的，必须考虑该母线对地的分布电容，有时在直流母线和大地之间额外接电容也必须考虑。如果系统中直流母线是直接接地的，则直流母线是电压稳定点，可以不予考虑。

将图1中的3个跳变电压用电压源替代，则共模噪音模型可以演化成图2所示模型。

图2的模型结构仍然比较复杂，且包含3个噪音源，不利于共模滤波器的设计。利用线性叠加定理和戴维南等效，并且考虑到三相的对称性，即La= Lb=Lc=L，C1a=C1b=C1c=C1，图2模型可以进一步简化成图3所示。图中，各参量可表示为

图2 三相PWM电压源变换器共模噪音模型Fig.2 CM noise model of three-phase PWM converter

图3中，虚线框所示部分即表征了该共模噪音源，噪音源的幅值正比于（uao+ubo+uco）/3，噪音源的内阻为1个电感和1个电容的串联，因此也不可避免地会存在一个谐振频率，该谐振频率处，噪音源内阻为0，因此往往噪音电流很大，是潜在的传导EMI衰减不够的频点。基于这个模型，就可以方便地进行共模滤波器的设计。在已知噪音源内阻情况下的滤波器设计已有成熟的理论，在此不再赘述。

图3 简化的三相PWM电压源变换器共模噪音模型Fig.3 Simplified CM noise model of three-phase PWM converter

1.2 交流母线与直流母线之间的滤波电容效果分析

如图4所示，在交流母线侧由Y型连接的差模滤波电容构成的中性点N和直流母线中点O之间接一个共模滤波电容CY0，这在很多场合都被作为一种减小共模电流的有效手段，主要机理是通过构造一个低阻抗的共模电流通路来短路共模电压，让共模电流限制在所构造的回路中（粗线所示回路），而尽可能少地流入大地。

基于前述共模噪音模型，完整分析存在CY0时的共模噪音通路，由于N为一个虚拟的中性点，其电压被电网嵌位，是一个电压稳定点，因此CY0的本质是将直流母线的电位也嵌位为稳定点，基于之前同样的方法，可以得到此时共模噪音的简化模型如图5所示。图中，各参量可表示为

图4 带CY0三相PWM电压源变换器Fig.4 Three-phase PWM converter with CY0

图5 带CY0三相PWM电压源变换器共模噪音模型Fig.5 CM noise model of three-phase PWM converter with CY0

在图5中，直流母线与地之间的分布电容C0实际上是电压稳定点与地之间的电容，其影响效果变成了Y电容，起到旁路流过LISN的共模电流的作用。通常地，该寄生电容由于阻抗较大，分流能力有限，在原始共模噪音模型中可以进一步忽略以简化模型。

对比不存在CY0时的共模噪音模型（图3）可以发现，由于CY0的存在，储能电感的作用被弱化，噪音源的内阻变成了一个纯电容，因此噪音源的内阻也不存在谐振频率下的低阻抗。这两种情况下的LISN阻抗的电压扫描曲线如图6所示，其中，L= 740 μH，ZLISN/3=17 Ω，C0=961 pF，C1=80 pF。对比两条曲线可以发现，存在CY0时，虽然低频段及谐振频率附近的共模噪音得到改善，但是高频段的共模噪音反而恶化了。

图6 带CY0及不带CY0时的共模噪音对比Fig.6 CM noise comparison between with& without CY0

为便于直观理解此述CY0对共模噪音回路的影响问题，以如图7所示的单相噪音源为例进行说明，由图可以发现，CY0虽然构造了一个低阻抗共模回路（粗线回路），但同时也构造了另外一个共模噪音通路（细线回路），这个通路之所以存在，是由于C1的存在，这在很多分析三相电路共模噪音的文献中均被忽略［2,3］，不够完整。实际上，正是由于C1的存在，才导致了CY0作用的两面性。由此得到一个定性结论：C1越小，CY0的正面作用越显著，负面作用越小。

图7 CY0对共模噪音回路的影响Fig.7 Effects of CY0on CM noise path

1.3 模型验证

实验测试基于一台功率P为30 kW的三相并网逆变器，工作于无功补偿模式。L=740 μH，开关频率fs=27 kHz，通过实测提取分布参数C1=80 pF,C0= 961 pF。通过式（2）和式（3）可以计算CCM=1.2 nF，LCM=246.7 μH。根据图4模型预测的共模噪音和实测的共模噪音结果如图8所示。由图可见，实测结果与计算结果吻合较好，验证了模型的准确性。

图8 三相PWM电压源变换器预测及实测共模噪音Fig.8 Predicted&measured CM noise of three-phase PWM converter

实测的共模噪音频谱中，在300 kHz左右也确实存在一个谐振频率，该谐振频率是由LCM和CCM决定的，即

在增加了CY0之后，这个谐振频率消失了，实测共模噪音如图9所示。由图可见，在小于500 kHz的频率范围，共模噪音降低；在大于500 kHz时，共模噪音却变大。实测结果与理论吻合较好，验证了模型的准确性。

图9 带及不带CY0时的实测共模噪音Fig.9 Measured CM noise with and without CY0

2 一种新的原始共模噪音抑制方案

2.1 方案机理

根据前面分析，CY0可以简化噪音源内阻，从一个电感和电容串联变成一个单一电容。在CY0存在的条件下，这部分进一步提出一种原始共模噪音的抑制方案，以减小对共模滤波器的要求。

基本原理如图10所示，通过构造一个幅值与共模噪音源相等但相位相反的补偿电压，再串联一个补偿电容，生成与原共模电流大小相当、方向相反的电流来补偿原来的共模电流。图中uCM和CCM为存在CY0时的共模噪音源和噪音源内阻。ucomp为补偿电压，其幅值与uCM相等，其相位与uCM相反，Ccomp为补偿电容。

图10 带CY0三相变换器共模噪音补偿原理Fig.10 Principal of CM noise compensation with CY0

为了确保原共模电流和补偿电流幅值相等，需要满足条件：

实际应用时，补偿电压可以通过有源的方式产生，也可以通过无源的方式产生。本文以无源的方式为例，介绍一种具体的实施方式，通过在各储能电感上分别耦合一个补偿绕组，将各补偿绕组首尾串联之后，再串接一颗补偿电容到大地，如图11所示。这个方式的前提是交流侧和直流侧要有高频低阻抗连接，比如通过电容CY0，或者直接连接如三相四线系统。因为只有在高频低阻抗连接之后，跳变电压uao、ubo、uco才会直接降在储能电感上，此时在储能电感上增加耦合绕组才能构成所需的补偿电压。补偿电压所需的相位通过补偿绕组和储能电感主绕组的同名端关系来保证。

图11 带CY0三相变换器共模噪音补偿方案Fig.11 Scheme of CM noise compensation with CY0

具体工作波形如图12所示，uao、ubo、uco分别为3个桥壁中点对直流母线中点的电压。uCM为共模电压（uao+ubo+uco）/3，iCM为无补偿网络时流过LISN的共模电流。ucomp为增加补偿网络之后的补偿电压，其幅值与uCM相等，但相位相反，i＇CM为增加补偿网络之后的共模电流，可以看到共模电流得到显著的改善。

由于补偿绕组只流过补偿电路，并没有功率电流，因此这个补偿方法本身对成本和体积的增加都非常有限，几乎可以忽略。

图12 原始共模噪音补偿工作波形Fig.12 Waveforms of CM noise compensation

2.2 实验验证

基于30 kW的三相并网逆变器进行实验验证，实验平台如图13所示。实验系数为：CCM=3C1=240 pF，储能电感L匝数为37匝，补偿绕组的匝数为12匝，补偿电压和补偿电容分别为：，Ccomp=uCMCCM/ucomp=250 pF。实际取2个470 pF电容串联，其实验结果如图14所示。实验结果表明此方法可以改善低频段的共模噪音，在中频段，由于相位较难保证相反且受一些寄生参数的影响，会有一些恶化，但是通常滤波器的体积取决于低频段的噪音大小，因此此方案还可以显著降低对共模滤波器的要求，从而降低整个装置的成本和体积。

图13 实验平台实物Fig.13 Experimental prototype

图14 带和不带补偿网络时的实测共模噪音Fig.14 Measured CM noise when with and without compensation

3 结语

本文建立了三相电压源变换器的共模噪音通路模型，基于此模型分析了连接在交流母线与直流母线之间的滤波电容对共模噪音特性的影响：此电容具有让共模噪音源的内阻从电感与电容的串联特性演变成单一电容的特性，改变了共模噪音源所具有的谐振特性，改善了谐振频率附近的噪音大小，但也因此恶化了高频段原始共模噪音。最后提出了一种新的应用于三相变换器的原始共模噪音的补偿方案，基于这样的方案可以减小整个系统对共模滤波器的要求，改善整个系统的体积和成本，实验结果验证了方案的可行性。

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Common Mode Conducted EMI Noise Modeling and Suppression for Three-phase Inverter

ZHOU Jinping1,ZHOU Min2
（1.School of Electronic Information and Electrical Engineering,Shanghai Jiao Tong University,Shanghai 200240,China; 2.Delta Power Electronics Center（DPEC）,Delta Electronics（Shanghai）Co.Ltd,Shanghai 201209,China）

Grid connected three-phase pulse width modulation（PWM）voltage source converter（VSC）generates undesired common mode（CM）noise.A typical solution to this problem is to use a CM filter.This work first gives the CM noise model of three-phase VSC.Then the effects of capacitor connected between AC bus and DC bus is analyzed.Finally a new scheme is proposed on original CM noise suppression.Experimental results indicate that the proposed idea can reduce CM noise obviously.Thus the requirements on CM filter are reduced.

three-phase inverter;conducted electro magnetic interference（EMI）;common-mode noise model;noise compensation