声表面波器件输入及输出负载阻抗匹配研究*

2017-04-25文常保姜燕妮靳雪莹李演明巨永锋

电子器件 2017年2期

关键词：表面波阻抗匹配传输线

文常保,姜燕妮,马琼,马跃,靳雪莹,李演明,巨永锋

(长安大学电子与控制工程学院微纳电子研究所,西安 710064)

声表面波器件输入及输出负载阻抗匹配研究*

文常保*,姜燕妮,马琼,马跃,靳雪莹,李演明,巨永锋

(长安大学电子与控制工程学院微纳电子研究所,西安 710064)

针对声表面波器件测量中网络分析仪的负载阻抗与射频传输线特性阻抗不匹配,导致传输线上反射波幅值较大的问题,提出一种减少传输线上反射波的负载阻抗匹配系统与方案。负载阻抗匹配方案针对声表面波器件测量中输入与输出端分别设计不同的无源负载阻抗匹配网络,使输入输出端都处于匹配状态。负载阻抗匹配系统集成了未匹配通道与匹配通道,根据负载阻抗不同调整匹配参数。对一个中心频率为101.764 MHz,带宽为30 MHz的声表面波器件使用该匹配方案前后中心频率处的衰减进行测量对比,实验结果表明采用该匹配方案后在中心频率点处输入及输出反射损耗分别为-49.36 dB和-38.13 dB,比未采用匹配方案时分别减少了44.99 dB和29.44 dB。

声表面波器件;反射损耗;负载阻抗匹配;史密斯阻抗圆图

声表面波器件具有体积小、频率选择性好、结构简单和性能可靠等优点,因此在雷达、通信及电子对抗等领域得到了广泛的应用[1]。

目前,对于声表面波器件的测试主要使用网络分析仪配合射频传输线及相应的适配器来完成。然而,这些连接组件很容易导致网络分析仪负载与传输线之间的阻抗不匹配,进而使射频传输线上存在对入射波的较大反射[2-3]。这种反射会使传输线上产生驻波,导致功率传输效率的降低,从而使得负载吸收的入射功率大大减小[4]。因此,如何有效减少声表面波器件测量中传输线上反射波成为一个提高声表面波器件参数测量准确度、精度的一个关键技术问题。

目前,减少传输线反射波主要有3种技术途径。一种是通过选择损耗少、功率容量适宜的均匀横电磁波传输线和连接性能良好的声表面波器件适配器,减少由测量组件的连接而造成的反射[5];第2种是采用光波隔离技术降低反射波对入射波的影响,提高入射波的长期稳定性和抑制反射的能力[6];第3种是通过设计外部负载阻抗匹配网络,补偿阻抗失配引起的传输效率的降低[7-8]。其中,采用外部匹配网络的方法能够根据负载阻抗不同从而做出相应的参数调整,使射频传输线特性阻抗与负载阻抗之间始终达到匹配状态。然而,目前对声表面波器件的外部负载阻抗匹配网络研究方法主要有:对射频传输线并联短截线、双短截线匹配网络或单节λ/4变换器,或者在传输线与负载间设计采用单一集总参数元件匹配网络。这几种负载阻抗匹配方案,只匹配输入或者输出单个端口,或者是输入输出采用相同匹配方案,而且大多处于理论和实验研究阶段,没有实际应用。

本文针对声表面波器件输入及输出负载阻抗匹配研究的不足,对声表面波器件输入及输出端分别设计不同的外部负载阻抗匹配网络,提出了一种声表面波器件输入及输出负载阻抗匹配系统及匹配方案。

图2 负载阻抗匹配系统图

1 负载阻抗匹配系统的设计

使用射频传输线连接网络分析仪与声表面波器件适配器对待测声表面波器件(SAW)进行参数测量的示意图如图1所示。

图1 声表面波器件参数测量的示意图

图1中,a1、a2分别为网络分析仪Port 1及Port 2发射的出射波,同时也是传输到SAW的入射波;b1、b2分别为a1和a2经传输及端口失配而反射至网络分析仪Port 1及Port 2的入射波。S21为Port 1至Port 2的正向传输参数,S12为Port 2至Port 1的反向传输参数,S11及S22则为Port 1、Port 2的反射参数[9]。

Port 1的反射参数S11定义为Port 2接匹配负载时,Port 1的电压反射系数:

(1)

Port 2的反射参数S22定义为Port 1接匹配负载时,Port 2的电压反射系数:

(2)

式中:声表面波器件作为负载,具有一定的阻抗Zl=Rl+jXl,为减少输入端反射,需要对Zl进行负载阻抗匹配,如图1所示,即搭建输入端匹配电路使得匹配电路和Zl组成整体负载的阻抗Zin1等于传输线的特性阻抗。同理,为减少输出端反射,需搭建输出端匹配电路使得匹配电路和Zl组成整体负载的阻抗Zin2等于传输线的特性阻抗。此时,传输线上只有从信源到负载的入射波,而无反射波,声表面波器件在中心频率点处的S11及S22衰减将大大减少。

根据上述思路,设计了一种可以有效减少输入及输出端反射的负载阻抗匹配系统,组成结构如图2所示。系统由90°弯插BNC转接头1、端口一匹配电路单元、声表面波器件适配器、端口二匹配电路单元及90°弯插BNC转接头2组成。其中,端口一匹配电路单元是为减少输入端反射而设计的输入端匹配电路,端口二匹配电路单元是为减少输出端反射而设计的输出端匹配电路。网络分析仪的两个端口Port 1与Port 2经过射频传输线连接到负载阻抗匹配系统的转接头1与转接头2,与负载阻抗匹配系统共同完成对待测声表面波器件的负载阻抗匹配。

当单刀双掷开关K1位于K11端、K2位于K21端、K3位于K31端以及K4位于K41端时,待测声表面波器件连接转接头1与转接头2接入负载阻抗匹配系统未匹配通道。当单刀双掷开关K1位于K12端、K2位于K22端、K3位于K32端以及K4位于K42端时,待测声表面波器件连接转接头1、端口一匹配单元、端口二匹配单元与转接头2接入负载阻抗匹配系统匹配通道。

经过π型输入端匹配电路后,为达到负载阻抗匹配,需满足

Zin1=Z0

(3)

假设Zin1=R1+jX1,由图2,得

(4)

为满足式(3)负载阻抗匹配条件,需

(5)

同理,经过T型输出端匹配电路后,需满足

Zin2=Z0

(6)

假设Zin2=R2+jX2,由图2,有

(7)

为满足式(6)负载阻抗匹配条件,需

(8)

2 阻抗匹配方案研究及设计

负载阻抗匹配方案中,在针对某一待测声表面波器件进行匹配时,因为不同的声表面波器件本身具有不同的阻抗,因此首先将它接入未匹配通道,测量其原本输入及输出S11、S22中心频率处的衰减阻抗值。接着进行匹配电路结构的选择。确定匹配单元中所有无源器件的参数值后,搭建负载阻抗匹配系统。最后通过调节单刀双掷开关,使声表面波器件接入匹配通道,以验证负载阻抗匹配结果,具体的匹配方案流程如图3所示。

搭建负载阻抗匹配系统。将待测声表面波器件放入声表面波器件适配器中,调节单刀双掷开关K1于K11、K2于K21、K3于K31、K4于K41,将待测声表面波器件接入未匹配通道。

测量未匹配时S11、S22中心频率处阻抗值。使用网络分析仪的史密斯圆图测量功能测量未匹配时声表面波器件输入及输出S11、S22在中心频率点处的衰减阻抗值。

图3 负载阻抗匹配方案流程图

根据匹配网络结构图确定匹配电路结构。根据前一步骤的测量结果,分别观察S11及S22阻抗值在史密斯圆图中的位置。为使S11与S22的阻抗值均到达阻抗匹配圆心点,需为输入端及输出端搭建不同的负载阻抗匹配电路单元,即构造不同的无源负载阻抗匹配网络结构。依据图4的匹配网络结构图[10],史密斯圆图中将阻抗位置分为6个区域,这A至F共6个区域分别对应着不同的电路结构,通过搭建这12种不同的电路结构均可以使对应位置阻抗到达阻抗匹配圆心点。依据待测声表面波器件未匹配时S11及S22阻抗位置的不同,分别为输入及输出端选择不同的匹配电路结构。

图4 匹配网络结构图

由史密斯匹配轨迹图确定匹配网络值。选择匹配电路结构后,需要分别确定输入输出端无源负载阻抗匹配网络值。如图5所示,在史密斯匹配轨迹图中存在的等电阻圆、等电导圆等,均属于史密斯圆图,在对待测声表面波器件以并联或串联的方式接入电感、电容等无源器件时,此时史密斯圆图内中心频率点处阻抗的位置会发生变化。当给待测声表面波器件串联电感时,电感量增加,此时阻抗位置沿等电阻圆顺时针移动;并联电感时电感量减少,阻抗位置沿等电导圆逆时针移动。同理,待测声表面波器件串联电容时电容量减少,阻抗位置沿等电阻圆逆时针移动,并联电容时电容量增加,阻抗位置沿等电导圆顺时针移动。根据上述变化规律,不断的通过调整,使得阻抗位置一步步移动到达阻抗匹配圆心点。

图5 史密斯匹配轨迹图

确定所有无源器件的参数值,搭建匹配电路。在史密斯匹配轨迹图中测量出需要移动的圆弧长度,依据式(9)计算对应弧度的匹配电感值,依据式(10)计算对应弧度的匹配电容值,依次确定出输入及输出端无源负载阻抗匹配网络中所有无源器件的值,搭建端口一匹配电路单元及端口二匹配电路单元。

(9)

(10)式中:h为待匹配轨迹圆弧长度,Z0为高频传输线特性阻抗,Y0为高频传输线导纳值,f为声表面波器件中心频率,Lmatch为匹配电感值,Cmatch为匹配电容值。

接入匹配通道,验证匹配结果。最后,调节单刀双掷开关K1于K12、K2于K22、K3于K32、K4于K42,将待测声表面波器件接入匹配通道,验证匹配结果,完成负载阻抗匹配过程。

3 实验及结果分析

根据负载阻抗匹配方案,对一个中心频率为101.764MHz,带宽为30MHz的声表面波器件进行负载阻抗匹配。

首先,使用网络分析仪测量出处于未匹配通道时声表面波器件S11及S22阻抗,分别为S11=(11.41-j10.91)Ω,S22=(54.68+j38.40)Ω。接着,依据匹配网络结构图,此时端口一匹配电路单元采用位置C的π型电路,端口二匹配电路单元采用T型电路,经过调整后采用位置E的T型电路。进一步,由史密斯匹配轨迹图结合计算公式确定无源负载阻抗匹配网络值,计算得电感L11=270μH,电感L12=50mH,电感L21=40nH,电感L22=270μH,电容C11=22pF,电容C21=47pF,由此搭建端口一及端口二阻抗匹配电路,完成负载阻抗匹配系统设计。图6为根据所提出的负载阻抗匹配方案所设计的匹配系统。

图6 负载阻抗匹配系统图

使用AgilentE5062A网络分析仪测量匹配后声表面波器件的反射损耗S11及S22的史密斯阻抗圆图,结果如图7所示。

图7 负载阻抗匹配结果图

图7(a)中标记1位置为待测声表面波器件的中心频率点处,标记1点处频率为101.764MHz,阻抗实部为50.763Ω,虚部为-3.412 0Ω,即匹配后中心频率点处S11阻抗为:S11=(50.763-j3.412 0)Ω,经过端口一匹配电路单元后S11阻抗显部分容性,大小为458.36pF,图7(b)中标记1点处频率为101.764MHz,阻抗实部为49.937Ω,虚部为-2.993 1Ω,即匹配后中心频率点处S22阻抗为:S22=(49.937 0-j2.993 1)Ω,经过端口二匹配电路单元后S22阻抗显部分容性,大小为522.51pF。

图8为匹配前后中心频率处衰减对比图,图8(a)输入端匹配前后中心频率处衰减对比中,在中心频率101.764MHz处,未匹配状态时反射损耗为-4.37dB,匹配状态时为-49.36dB,匹配前后输入端的衰减减少44.99dB;图8(b)输出端匹配前后中心频率处衰减对比中,在中心频率101.764MHz处,未匹配状态时反射损耗为-8.69dB,匹配状态时为-38.13dB,匹配前后输出端的衰减减少29.44dB。观察图7(a)与图7(b),在其扫描功率范围内输入输出端反射损耗均有一定程度的减少。且经过匹配后S11阻抗匹配位置更靠近阻抗匹配圆心,S11阻抗容性值小于S22阻抗容性值,因此匹配后S11输入反射损耗减少值大于S22输出反射损耗减少值,匹配效果更好。

图8 匹配前后中心频率处衰减对比图

4 结论

针对声表面波器件测量中传输线上输入输出端反射损耗较大的问题,提出一种负载阻抗匹配系统与方案,系统中为声表面波器件搭建未匹配通道与匹配通道,改善了传统匹配方法不断拆卸硬件及测量对比的缺点,提高了负载阻抗匹配的效率。匹配方案对输入与输出分别搭建不同的无源负载阻抗匹配网络,使声表面波器件中心频率点处输入S11的阻抗及输出S22的阻抗均位于史密斯阻抗圆图的阻抗匹配圆心,使传输线任意点输入阻抗都呈纯电阻型,大小将不会随频率变化,有效减少了传输线上的反射波。

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Research on the Input and Output Load Impedance Matching in SAW Device Measurement*

WENChangbao*,JIANGYanni,MAQiong,MAYue,JINXueying,LIYanming,JUYongfeng

(Institute of Micro-nanoelectronics,School of Electronics and Control Engineering,Chang’an University,Xi’an 710064,China)

In order to reduce the reflection loss of input and output in SAW device measurement due to the mismatching problem between network analyzer load impedance and RF transmission line characteristic impedance,a novel load impedance matching system and scheme are proposed. In this impedance matching scheme,two different passive load impedance networks are designed for input and output port,respectively,which can make both ports to be the matched state to reduce the reflection loss. The load impedance matching system consists of the mismatching channel and matching channel to adjust matching parameters according to the different load impedance value. The reflection loss of a SAW device with the center frequency of 101.764 MHz and 30 MHz bandwidth is measured in the mismatching and matching state. The experimental results illustrate that the reflection loss values of input and output are -49.36 dB and -38.13 dB under matching state,which are 44.99 dB and 29.44 dB less than that of the mismatching state.

surface acoustic wave(SAW)device;reflection loss;load impedance matching;smith impedance circle diagram