适用于变频控制类芯片的新型光电耦合隔离电路

2017-04-21颜湘武邓天成

华北电力大学学报(自然科学版) 2017年2期

关键词：管脚谐振变频

吕正，颜湘武，曲伟，邓天成

(华北电力大学新能源电力系统国家重点实验室，北京 102206)

适用于变频控制类芯片的新型光电耦合隔离电路

吕正，颜湘武，曲伟，邓天成

(华北电力大学新能源电力系统国家重点实验室，北京 102206)

电力电子设备主回路与控制芯片间的电气隔离是保护芯片并阻隔干扰的常规手段。光电耦合器因其具有体积小、寿命长和输入输出间绝缘等优点，已成为实现主回路与控制芯片间隔离的主要选择。然而考虑到光电耦合器输出侧电流及寄生电容的不利影响，变频控制类芯片(如UBA2032等)通常采用变压器隔离主回路，这与电力电子设备高功率密度的发展趋势不符。深入研究以光电耦合器和变压器为核心器件的用于实现主回路与控制芯片间隔离的常规电路，分析指出采用光电耦合器隔离主回路与变频控制类芯片时存在的技术问题，提出一种可有效应对上述问题的新型光电耦合隔离电路并给出该电路参数的计算方法。仿真及实验结果验证了所提出的光电耦合隔离电路的优越性及有效性。

芯片；隔离；光电耦合器；变频控制；寄生电容

0 引言

随着集成电路的广泛应用及功率半导体技术的不断革新，采用集成芯片控制的兼具高运行频率、高工作效率及高功率密度的电力电子设备得到业内专家学者的广泛关注[1-3]。考虑到电力电子设备的高频化严重干扰控制芯片的安全稳定运行，故通常在设备主回路与芯片间进行电气隔离。在科学研究和工程实际中，通常有以下两种隔离方式：(1) 在主回路开关管与控制芯片开关管驱动信号的输出管脚间用变压器进行隔离[4]；(2) 在控制芯片的电路反馈信号输入管脚处用光电耦合器进行隔离[5-7]。相比较于变压器，光电耦合器因其成本低、体积小、使用寿命较长、输入输出间隔离等优点，更符合当今电力电子设备高性价比和高功率密度的发展趋势[8]。

在各类芯片中，用于调控高频谐振类电路(如高频感应加热电路，LLC谐振变换电路等)的变频控制类芯片已广泛应用于相关设备的研制和生产[9-11]。然而，考虑到常规光电耦合器的输出电流范围远超变频控制类芯片反馈控制输入管脚的承受范围和光电耦合器输出侧寄生电容对变频控制类芯片运行的严重干扰，以光电耦合器为隔离器件的常规芯片隔离电路对变频控制类芯片并不适用，故变频控制类芯片通常采用变压器与设备主回路进行隔离，这不利于电力电子设备功率密度的提高。

针对光电耦合器现无法用于隔离变频控制类芯片与设备主回路的问题，本文首先对以光电耦合器或变压器为核心器件的用于实现芯片与设备主回路间隔离的常规电路进行了深入的研究，然后经分析指出了采用光电耦合器隔离变频控制类芯片与设备主回路时所存在的难点，最后基于以上论述提出一种新颖的适用于隔离变频控制类芯片与对应设备主回路的光电耦合隔离电路，并给出该电路参数的计算方法。仿真及实验结果验证了所提出光电耦合隔离电路的优越性及有效性。

1 控制芯片隔离常规电路分析

控制芯片采用光电耦合器实现隔离的常规电路如图1所示，FB(feedback)为芯片的电路反馈信号输入管脚，其测取反馈电压uFB并进而调控芯片输出的开关管驱动信号的频率、脉宽或者相位，UCC为隔离电路的供电电源电压，iopto_p、iopto_s为光电耦合器输入、输出侧电流，RFB为反馈电阻，

图1 芯片光电耦合隔离常规电路Fig.1 General circuit for photoelectric isolation of chips

且有

(1)

(2)

式中：CTR(current transfer ratio)为光电耦合器的电流传输比。

结合式(2)简述图1中隔离电路的运行过程如下：当主电路的控制目标量(如输出电压)变化时，采集/补偿网络输出量iopto_p随之变化并引起反馈电压uFB反比例变化进而调控芯片输出的开关管驱动信号频率、脉宽或相位以达到稳定主回路控制目标量的目的。

近年来，变频控制类芯片在芯片市场中逐渐占据了一定的份额，其应用对象主要为高频或超高频谐振类电路及设备，并通过调控输出的开关管驱动信号的频率完成对所控设备的闭环调节。对变频控制类芯片而言，常规的隔离方法是在芯片的开关管驱动信号输出管脚与主电路开关管间使用变压器进行隔离，其电路如图2所示。其中，uFB的波形为图3所示周期性锯齿波，Cos为调控电容，ios为受控电流源，芯片输出的开关管驱动信号频率fs由uFB的频率fFB决定。

图2 变频控制类芯片变压器隔离常规电路Fig.2 General circuit for transformer isolation of variable-frequency control chips

图3 uFB典型波形Fig.3 Typical waveform of uFB

由图2、3简述变频类芯片的运行过程如下：当t=t0时，芯片内部关断FB管脚，ios开始对Cos进行充电，uFB由芯片内部限定下限Ulo开始上升；至t1时刻，uFB升至芯片内部限定上限Uhi，此时，芯片内部不再关断FB管脚，Cos开始经芯片内部放电并快速降至Ulo。Cos的放电时间极短，故uFB的周期TFB约等于Cos的充电时间，并可计算如下：

(3)

鉴于在变频控制类芯片内部，输出开关管驱动信号的管脚与FB管脚间存有二分频处理单元，故芯片输出的开关管驱动信号的频率fs一般等于uFB频率fFB的一半，进而可得

(4)

当电路结构及控制芯片类型确定后，Cos、Uhi和Ulo即可确定。此时由式(4)知，fs仅由ios控制。鉴于ios一般由主电路的控制目标量(如输出电压)决定，故当主电路控制目标量变化时，ios便随之变化进而调节fs，最终使控制目标量回归目标值。

2 变频芯片光电耦合隔离实现难点

图2表明在变频控制类芯片采用变压器隔离的常规电路中存在受控电流源。鉴于光电耦合器实质是电流控制电流源，故在理论层面用光电耦合器替代图2中的受控电流源具有可行性，此时光电耦合器在功能层面便可取代图2中芯片开关管驱动信号输出管脚与主电路开关管间的变压器实现芯片与主回路间的电气隔离，这对提高设备功率密度是极为有利的。由以上论述可得如图4所示的变频控制类芯片光电耦合隔离电路，其中，Cp为光电耦合器输出侧的寄生电容。

然而考虑到下列因素，图4所示电路在实际应用中并不可取：

(1) 芯片一般对其管脚的输入或输出电流(即拉、灌电流)存在限制要求以保证芯片安全可靠运行。由上节论述可推知，在图4所示电路运行过程中，变频控制类芯片FB管脚外接电容Cos存在经FB管脚在芯片内部放电的过程，而此时图4中iopto_s亦经FB流入芯片。若经FB流入芯片的电流过限，芯片将无法正常工作甚至损坏。查阅各类变频控制芯片的数据手册可知，FB管脚所允许的灌电流一般不超过10 mA，考虑到光电耦合器(如PC817)的输出电流iopto_s范围为2.5～50 mA，故若采用图4电路，Cos的放电电流和iopto_s组成的灌入FB管脚的总电流可能超过芯片限定进而损坏芯片。

(2) 鉴于光电耦合器输出侧存在如图4所示寄生电容Cp，则分析Cos充电时的电路运行过程可得

(5)

(6)

由式(4)、(5)和(6)可得

(7)

由式(7)可知，Cp将限制变频控制类芯片输出的开关管驱动信号的频率范围，不利于芯片应用。

基于以上两点，图4所示电路在实际应用中存在问题且无法避免。

3 变频芯片光电耦合隔离实现方法

由前述可知，对变频控制类芯片而言，采用光电耦合器实现芯片与对应主回路间的隔离存在难点。本节基于前文分析并结合图1、2所示电路，提出一种新颖的采用光电耦合器的变频控制类芯片隔离电路，并给出该电路元件参数的计算方法。

3.1 实现方法描述及分析

本文提出的采用光电耦合器的变频控制类芯片隔离电路如图5所示，其中，光电隔离网络类似图1中的光电隔离电路，频率调控网络类似图2中的频率调控电路。

图5 本文提出的变频控制类芯片光电耦合隔离电路Fig.5 Proposed circuit for photoelectric isolation of variable-frequency control chips

结合图3分析图5所示电路的频率调控网络：t0时刻，芯片从内部关断管脚FB，Cos开始充电，此时分析图5中的频率调控网络可得

(8)

充电阶段uFB由Ulo升至Uhi，进而求解式(8)可得充电时间t1-t0的表达式如下：

RFBCoslnA(up)

(9)

其中

(10)

将式(9)代入式(4)可得

(11)

当电路结构以及控制芯片类型确定后，RFB、Cos、Uhi和Ulo即确定。此时由式(10)、(11)可知，fs正比于up且仅受up控制。

t1时刻，FB管脚内接低阻抗电路以使Cos经芯片内部大电流快速放电，此时该放电电流与iFB均经FB管脚流入芯片内部形成灌电流。由上节论述易知，放电阶段FB管脚的灌电流应符合芯片限制要求(一般小于10 mA)。因Cos放电电流与限制要求相差一般不大，故而限制iFB小于0.5 mA以使FB管脚可充分应对较大的Cos放电电流。由图5知，合理选取RFB即可限制iFB。

再观察图5中的光电隔离网络：iopto_s的变化范围一般为2.5～50 mA，而在RFB限制下iFB小于0.5 mA。故从光电隔离网络看去，频率调控网络的输入电阻极大，即两个网络的公共点虚断。由此断开两个网络的公共点进而分析光电隔离网络可得

UCC=up+Rp(ip+iopto_s)

(12)

(13)

若图5所示电路的运行状态稳定，芯片输出的开关管驱动信号的频率fs稳定不变。此时由式(11)、(13)可知，up稳定不变且ip恒等于零，则可化简式(12)为

(14)

联立式(1)、(10)、(11)及(14)可得

(15)

其中

(16)

式(15)、(16)表明：当采用图5所示电路进行光电耦合隔离时，光电耦合器的寄生电容Cp不再影响fs且fs完全由iopto_p决定。故当主电路的运行状态发生改变时，采集/补偿网络将通过调节iopto_p改变fs，最终使主电路回复目标运行状态。

基于以上论述可知，相比于图4所示的电路，本节提出的光电耦合隔离电路可在满足芯片对其FB管脚灌电流限制要求的同时，抑制光电耦合器输出侧寄生电容对芯片运行的不利影响，从而实现了以光电耦合器替代变压器隔离变频控制类芯片与主回路的目的。

3.2 电路参数选取及计算

由前文分析可知，变频类芯片的运行控制过程与Cos、Rp和RFB的取值紧密相关，故对以上参数应进行正确选取。

Cos的取值范围一般可见于变频控制类芯片的数据手册，故对于Cos，仅需在数据手册规定的取值范围内对其进行选取即可。

Rp、RFB的求取过程叙述如下：对于采用变频控制的高频谐振类电路，其开关频率fs的变化范围一般已由相应的设计规格给定[12]，并且可表示为fs∈[fsmin，fsmax]；另一方面iopto_p作为源自采集/补偿网络的光电耦合器输入电流，其变换范围可经分析所设计的采集/补偿网络得到，并可表示为iopto_p∈[Imin，Imax]。分析式(15)、(16)易知，fs与iopto_p成反比关系。故为使fs的变化范围符合设计要求，fs应在iopto_p=Imin、iopto_p=Imax时分别等于fsmax、fsmin，由此结合式(15)、(16)可得

(17)

(18)

其中

(19)

(20)

联立式(17)—(20)得以Rp为未知参量的方程

(21)

式(21)虽然无解析解，但借助Matlab的fsolve命令，其数值解可快速求得。将得到的Rp数值解代入式(17)、(19)并进行变换可得与之对应的RFB如下

(22)

运用式(21)、(22)即可求得Rp和RFB。

再由图5所示电路及其分析结果可知，对Rp、RFB存在以下限制条件：

(1) 由前述易推知，up应满足式(23)，否则Cos将无法被充电至Uhi，芯片亦将无法正常运行；同时，因光电耦合器输出侧存在饱和特性及功率限制，故up需满足式(24)和(25)。式(24)若不满足，则当光电耦合器进入饱和状态后，其输出电压up将基本不变，此时由式(11)知，芯片失去调节fs能力；式(25)若不满足，则光电耦合器输出侧耗散功率超过限值，光电耦合器将无法正常工作甚至损坏。

(23)

(24)

(25)

式中：up(sat)为光电耦合器输出侧的饱和电压；Pomax为光电耦合器输出侧可承受的最大耗散功率。

将式(1)、(14)分别代入式(23)～(25)并化简得

(26)

(27)

(28)

求导上式中的g(iopto_p)并令其等于零，进而求解可得g(iopto_p)达其最大值时iopto_p的取值Ipeak：

(29)

考虑到iopto_p∈[Imin，Imax]，式(26)、(27)和(28)可分别化为

(30)

(31)

(32)

式(30)、(31)、(32)即为Rp应满足的限制条件。

(2) 观察图5可知，在uFB=Ulo且up=UCC这一极端情况下iFB将达到其最大值iFB_max并可计算如下

(33)

由上节的分析可知，RFB的作用是限制iFB以使其小于0.5 mA，式(33)因而可化为

(34)

式(30)～(32)和(34)构成了Rp和RFB取值的限制条件，若由式(21)、(22)算得的Rp和RFB满足以上限制条件，Rp、RFB的求取即完成；若Rp和RFB不满足以上限制条件，可修改采集/补偿网络以修正Imin、Imax取值，从而使Rp、RFB满足限制条件。

4 仿真及实验验证

为验证本文提出的用于实现变频控制类芯片与主回路间隔离的光电耦合隔离电路及其参数计算方法的正确性，采用提出的光电耦合隔离电路并选用NXP半导体公司的变频类芯片UBA2032搭建LLC谐振电路的仿真模型以及实验样机，其中隔离电路所用的光电耦合器选用光宝(LITEON)公司的LTV817C。LLC谐振电路的拓扑结构如图6所示，其设计规格以及芯片UBA2032、LTV817C的具体参数列于表1、2和3。

图6 采用提出的光电耦合隔离电路的LLC谐振电路Fig.6 LLC resonant circuit with proposed photoelectric isolation circuit

表1 LLC谐振电路设计规格

表2 UBA2032参数

表3 LTV817C参数

为便于观察不同iopto_p时UBA2032以及LLC谐振电路的工作过程，设计光电耦合器输入侧电路如图6中所示。其中Rv为可变电阻，其与光电耦合器输入电流iopto_p存在以下关系

(35)

式中：UD为光电耦合器输入侧二极管的导通压降。式(35)表明：调节Rv即可改变iopto_p。

图7 iopto_p=Imin和Imax时LLC谐振电路的仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of LLC resonant converter under iopto_p=Imin and Imax conditions

图8 不同iopto_p时LLC谐振电路的工作频率Fig.8 Switching frequency of LLC resonant circuit under different iopto_p conditions

将表1～3中参数代入式(21)、(22)、(30)～(32)和(34)，可得满足条件的Rp=246 Ω，RFB=98.5 kΩ。将其用于已建立的仿真模型，得LLC谐振电路在iopto_p=Imin和Imax条件下的工作波形及在不同iopto_p时的工作频率fs分别如图7、8所示。在图7中，uGLR为UBA2032芯片输出的Q4开关管驱动电压，ir为谐振电流，ubrid为桥臂中心点电压。图7表明：图6所示电路在实现芯片与主回路间光电耦合隔离的同时运行稳定，即提出的光电耦合隔离电路不影响芯片及主回路的运行稳定性。由图8可知，iopto_p与fs成反比关系，当iopto_p=Imin时，fs最大并约等于fs max，当iopto_p=Imax时，fs最小并约等于fs min，这表明采用本文提出的光电耦合隔离电路及其参数Rp、RFB的计算方法可使iopto_p在规定范围内变化时fs的变化范围符合表1所示的设计规格要求。综上所述，本文所提出的光电耦合隔离电路有效。

图9 iopto_p=Imin和Imax时LLC谐振电路的实验波形Fig.9 Experimental waveforms of LLC resonant converter under iopto_p=Imin and Imax conditions

图9 (a)、(b)是LLC谐振电路样机在iopto_p=Imin及Imax条件下的工作波形。由其可知，iopto_p=Imin、Imax时，样机运行稳定且工作频率fs分别等于64.5 kHz和35.08 kHz。对比仿真结果易知：iopto_p=Imin时实验结果与理论及仿真结果相符，iopto_p=Imax时实验结果略低于理论及仿真结果。在实际运行中，光电耦合器的电流传输比(CTR)是随iopto_p略微变化的，查阅LTV817C的手册可知，iopto_p=Imax时，CTR略大于3，而理论及仿真研究均是在CTR取典型值3的条件下进行的，式(15)、(16)表明CTR与fs成反比关系，故iopto_p=Imax时的实验结果略低于理论及仿真结果。

5 结论

本文针对光电耦合器当前无法用于实现变频控制类芯片与对应主回路隔离的问题展开研究，首先分析了采用光电耦合器及变压器进行隔离的两种常用电路的结构及运行过程，然后论述了采用光电耦合器隔离变频类芯片与对应主回路时存在的困难，基于此将所述两种常用隔离电路的结构进行拼接，提出了一种以光电耦合器为核心器件的用于隔离变频类芯片与主回路的新型电路，该电路可取代隔离用变压器进而有效提高功率密度，符合电力电子设备小型化发展趋势。仿真及实验结果表明本文提出的新型光电耦合隔离电路可在不影响主回路稳定性的同时实现变频类芯片与主回路间的隔离，且文中论述的针对于该隔离电路的参数计算方法可使电路开关频率的变化范围符合给定的设计规格要求。

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附录A

图A1机组恢复顺序求解流程图Fig.A1 Flow chart of solution for unit restoration sequence

附录B

图B1全过程负荷损失计算流程图Fig.B1 Flow chart of load loss calculation for the whole process

附录C

本文根据相关经验，设线路恢复时间服从均值为4，标准差为2的正态分布；变压器服从均值为10，标准差为3的正态分布。随机生成的各元件恢复时间如表C1所示。

New Optocoupler Isolation Circuit for Variable-frequency Control Chips

LV Zheng, YAN Xiangwu, QU Wei, DENG Tiancheng

(State Key Laboratory of Alternate Electrical Power System with Renewable Energy Sources, North China Electric Power University, Beijing 102206, China)

The galvanic isolation between the main circuit and control chip of the power electronic equipment is necessary to protect the control chip and reduce the interferences. With the following advantages such as small size, long life and the insulation between the input and output side, the optocoupler has become the most widely used component to isolate the main circuit and control chip. However, given the adverse effects of the current and parasitic capacitance on the optocoupler output, transformers are generally used in variable-frequency control chips (such as UBA2032) to isolate the main circuits. That doesn’t correspond with future development trends of high power density for power electronic equipment. The conventional circuits whose main circuit and control chip being isolated with the core components such as optocoupler and transformer are studied and analyzed in this paper. Technical difficulties of applying the optocoupler to isolate the main circuit and variable-frequency control chips were pointed out. To deal with the difficulties, a new optocoupler isolation circuit and the corresponding calculation method of the circuit parameters were proposed. Simulation and experimental results verified the superiority and effectiveness of the proposed isolation circuit.

chip; isolation; optocoupler; variable-frequency control; parasitic capacitance