高效信道化接收机的信道动态重构技术

欧春湘，吴智杰，任晓松，邹世源

(北京遥感设备研究所，北京 100854)

高效信道化接收机的信道动态重构技术

欧春湘，吴智杰，任晓松，邹世源

(北京遥感设备研究所，北京 100854)

对于分布在不同信道且信道个数动态变化的大宽带中频信号，往往采用多通道数字接收机，不仅实现复杂且效率低下。为了解决以上问题，提出了一种高效数字信道化接收机的信道动态重构技术。该技术能够检测到接收信号所占用的信道个数及位置，动态地配置原型综合滤波器以适应信号带宽，将分布在若干个连续信道的子信号重构还原为一个完整接收信号。通过仿真实验验证了提出的数字接收机结构的有效性和可行性。

数字信道化接收机; 多相滤波; 信号重构; 动态信道化; Cordic算法; 高效率

0 引言

数字信道化接收机具有宽输入、高分辨率、大动态、多信号并行处理和大量信息实时处理的能力，是未来高灵敏度全概率接收机的发展方向。数字信道化接收技术实现过程中，信号带宽和接收机复杂度是相互制约的2个因素。本文提出一种部分信道可动态重构的数字信道化接收机，以动态地适应输入信号带宽。基本思路是先采用原型分析滤波器组将大宽带中频信号分解成若干个子信号，分布在若干个连续信道；通过能量检测环节检测到子信号所在的子信道位置及个数；动态地设计相应的综合滤波器组，最后以对应的子信号为输入，利用相应的综合滤波器组重构输入信号[1]。

1 数字信道化接收机基本原理

1.1 基本概念

数字信道化是指将数字信号输入一个网络，均匀分成若干个子频带信号输出。数字信道化能将高速率的采样数据分解成多路低速率的数据，每路输出对应不同的频带[2]。实信号信道化接收机的原理结构图如图1所示[3]。

图1 信号信道化接收机的原理结构图Fig.1 Construction of channelized receiver

在图1中，首先把第k个子频带移至基带，然后通过后接的低通滤波器hLP(n)滤出对应的子频带。由于经复本振混频及低通滤波后的信号为复信号，且带宽为π/D，故可进行2D倍的抽取降低数据率以减少后续硬件实现难度，且不改变原信号频谱结构。

1.2 信道的划分

由于实信号的频谱对称性，只能在[0, π]上划分信道，但为了后续推导多相滤波的高效信道化接收机结构，将所有信道分布在[0, 2π]整个频谱。实信号信道划分如图2所示。

如图2所示，将整个频谱划分成D=8个信道，用实线表示的主像和用虚线表示的镜像交替出现，

主像的信道间隔为2π/D。

其中角频率ωk由式(1)确定：

(1)

低通滤波器hLP(n)的频率特性hLP(ω)为

(2)

2 高效多相滤波信道化接收机

图2所示的信道化接收机实现困难，尤其当信道数多时，图中的低通滤波器的阶数会变得非常大，而且每一个信道分配一个滤波器，实现效率非常低，工程上难以实现[4-6]。以图1作为原始结构推导出基于多相滤波技术实现的信道化接收机[3,7]。

(3)

式中：s(n)为接收信号；ωk为中心角频；h(n)为低通滤波器系数；2D为抽取倍数。

令

(4)

式中：

(5)

(6)

则有

(7)

图2 信道划分图(D=8)Fig.2 Distribution of channels (D=8)

(8)

根据以上推导，得出实信号高效多相滤波信道化接收机结构模型，如图3所示。

在以上结构中，系统复杂度和数据速率大大降低，实时处理能力得到提高。该高效结构有如下优点[8-10]：

(1) 各支路共用一个原型低通滤波器，每个信道的原型分析滤波器组h0(m)-hD-1(m)是原型低通滤波器hLP(n)的抽样值，抽样值的大小等于信道数的数目，系统设计复杂性下降。

(2) 在求得多相滤波结果的基础上，用FFT一次就可将各支路信号搬到基带上去，不必各信道分别进行下变频计算，提高了计算效率。

(3) 由于采用了多相结构，抽取提在最前面，后续信号的采样率下降，有利于后续的硬件处理。

3 信道动态重构技术

采用原型分析滤波器组对宽带中频信号进行分析滤波分解处理后，使得各信道的信号均下变频至基带，即得到复基带信号[11-13]。对各信道基带信号进行能量检测，筛选出有信号的信道。根据选中信道的个数将选中信道内信号进行频谱压缩后低通滤波，再将信号上变频至不同频带，由此得到重构信号[14]。

3.1 能量检测

由于Cordic算法运算简单，只需要加、减、移位逻辑运算，因此本文采用Cordic算法提取各信道输出的复基带信号y0(m)-yD-1(m)的瞬时特征[15-16]：瞬时幅度α(n)、瞬时相位φ(n)、瞬时频率f(n)。若瞬时幅度α(n)的均值A超过阈值v则触发频宽判断；否则放弃该信道。将某信道内信号的瞬时频率f(n)的均值F作为该信号的频宽，若该频宽小于分析带宽f1的1/4，则判定该信号属于该信道。

3.2 信号重构

假设能量检测模块判定有Q个信道涵盖了有用信号，则接下来对这Q路信号进行重构。图4给出了实现共Q路子信道信号重构的原理图。

经过2Q倍内插后的信号频谱为原始序列频谱经2Q倍压缩后得到的谱。G(n)为原型低通滤波器，用来抑制信号经2Q倍插值后产生的镜像。G(n)的频率特性由能量检测出的信道个数Q有关，如式(9)所示。后接内插上变频，将信号搬到更高频带上去，频带中心频点由式(10)确定。

(9)

(10)

将原型低通滤波器G(n)多相分解，再将内插2Q倍后移，得到均匀Q路原型综合滤波器组的多相结构[17]，如图5所示。由多相滤波器的形成原理可知，每个信道均匀Q路原型综合滤波器组中的滤波器组R0(n)-RQ-1(n)为原型低通滤波器G(n)的抽取值，抽样值的大小等于要综合的信道数Q。

图3 高效多相滤波信道化接收机结构模型(实信号)Fig.3 Construction of efficient polyphase filter channelized receiver (real signal)

图4 Q路信号重构原理图Fig.4 Schematic diagram of Q channels signal reconstruction

具体推导过程与高效多相滤波信道化接收机的推导过程类似，不再赘述。

图5 基于多相滤波的Q路信号重构高效结构Fig.5 Efficient construction of Q channels signal reconstruction based on polyphase filter

3.3 动态综合滤波器组的实现

当有Q路信道需要综合时，原型低通滤波器G(n)的频带宽度为π/2Q。假设对G(n)进行N倍抽取，抽取后滤波器频谱为原始频谱经频移和N倍展宽后的N个频谱的叠加和，抽取后滤波器通带频宽变为πN/2Q。因此动态综合滤波器组R0(n)-RT-1(n)的实现步骤如下：

(1) 确定最宽信道覆盖子带数目Qm，产生频带宽度为π/2Q的低通滤波器Gm(n)。

(2) 根据能量检测模块得出需综合信道个数为T。

(3) 对低通滤波器Gm(n)进行Qm/T倍抽取，得到新的低通滤波器T(n)，其频带宽度为π/2T。

(4) 对低通滤波器T(n)进行抽取，抽样值的大小等于要综合的信道数，得到动态综合滤波器组R0(n)-RT-1(n)。

4 仿真校验

4.1 信号分解仿真

假设接收机接收到采样率fs=960 MHz的4个单脉冲载波信号。将整个频带划分K=8(0～7)个信道，每个信道带宽Δf=960 MHz/2/K=60 MHz，抽取倍数2D=16。将接收信号设置在第0～3信道，信号距中心频点ω0-ω3的频偏fbia0-fbia3分别为3.5 MHz,7.5 MHz,-12.5 MHz,15 MHz。用firpm函数生成原型低通滤波器，通带截止频率18 MHz，阻带起始频率30 MHz。

输入信号频谱如图6a)所示，从左到右依次为

图6 输入与分解信号频谱Fig.6 Frequency spectrum of input signal and sub-signals

分布在第0～3信道的单脉冲载波信号。经过原始分析滤波器组分解后的信号频谱如图6b),6c)所示。

4.2 能量检测仿真

利用Cordic算法测量分解信号的瞬时幅度、瞬时频率，分别如图7所示。从图7a),b)可以看出，含有输入信号的第0～3信道的幅度值明显高于第4～7信道。图8a)中第0～3信道信号的频率平均值，分别为3.384 MHz,7.481 MHz,-12.455 MHz,14.861 MHz，与设置的输入信号频偏保持一致。

图7 子信号幅度Fig.7 Amplitude of sub-signals

4.3 信号重构仿真

将能量检测出的第0～3信道的分解信号进行信号重构，重新构造成含有该4个分解信号的一个信号。分解信号需要经过2Q=8倍内插，重构信号频率fout=60 MHz×8=480 MHz。重构实信号频谱如图9所示。

图8 子信号频率Fig.8 Frequency of sub-signals

图9 重构实信号频谱图Fig.9 Frequency spectrum of reconstructed signal

图9中脉冲从左到右分别对应第0，3，1，2信道的信号，频率值分别为

fact0=33.75 MHz,

fact1=105 MHz,

fact2=157.5 MHz,

fact3=196.9 MHz.

(11)

由设置的输入信号频偏得到理论值为

fcal0=30 MHz+3.5 MHz=33.5 MHz,

fcal1=90 MHz+15 MHz=105 MHz,

fcal2=150 MHz+7.5 MHz=157.5 MHz,

fcal3=210 MHz-12.5 MHz=197.5 MHz.

(12)

由式(11)，(12)可知，经过信号重构过程能够将分解在各信道的子信号准确地重构成一个实信号输出。

5 结束语

本文讨论了基于高效数字信道化接收机的信道动态重构方法。首先推导了信道化接收机的高效多相滤波结构，采用该高效结构能够降低数据率以及后续硬件实现难度。采用Cordic算法对分解信号进行瞬时特征提取，准确判定存在输入信号的信道。对选中信道的信号进行频谱压缩和上变频，得到包含分解在各信道信号的一个实信号。由以上仿真可知，该方法精确重构了所有的输入信号。

[ 1] 李冰,郑瑾,葛临东.基于非均匀滤波器组的动态信道化滤波[J].电子与信息学报， 2007,29(2):2396-2400. LI Bing, ZHENG Jin, GE Lin-dong. Dynamic Cha-nnelization Based on Nonuniform Filterbanks[J]. Journal Electronics & Information Technology, 2007,29(2):2396-2400.

[ 2] 孙洋,张传林,陶孝锋.基于多相滤波原理的侦收机信道化方法[J].空间电子技术,2011(3):11-15. SUN Yang, ZHANG Chuan-lin, TAO Xiao-feng. A Research of Inverse Modulation Loop for PSK Carrier Synchronization[J]. Space Electronic Technology, 2011(3):11-15.

[ 3] 杨小牛.软件无线电技术与应用[M]. 北京: 北京理工大学出版社, 2010. YANG Xiao-niu. The Theory and Implement of Software Radio[M]. Beijing: Beijing Institute of Technology Press, 2010.

[ 4] LÜ Chao,LIN Yun. One Kind of Channelized Receiver Structure Applied to Software Radio Platform[C]∥3rd Asia-Pacific Conference on Antennas and Propagation,2014.

[ 5] WANG Zong-bo, GAO Mei-guo, LI Yun-jie,et al. Design and Application of DRFM System Based on Digital Channelized Receiver[C]∥ International Conference on Digital Object Identifiler, 2008,10:375-378.

[ 6] ZAKA U S, HAKAN J. A Class of Wide-Band Linear-Phase FIR Differentiators Using a Two-Rate Approach And the Frequency-Response Masking Technique[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems,2011,58(5):1827-1839.

[ 7] 唐宏,赵春晖,张朝柱. 一种基于多相滤波器组的信道化接收机设计方法[J].应用科技,2006,33(6):8-10. TANG Hong, ZHAO Chun-hui, ZHANG Chao-zhu. A Design Method of Channelized Receiver Based on Poly-Phase Filter Banks[J]. Applied Science and Technology, 2006,33(6):8-10.

[ 8] TAY D B H. Design of Halfband Alters for Orthonormal Wavelets Using Ripple-Pinning[J]. IET Signal Processing,2011,5(10):40-48.

[ 9] MAHESH R, VINOD A P. Reconfigurable Low Area Complexity Filter Bank Architecture Based on Frequency Response Masking for Nonuniform Channelization in Software Radio Receivers[J]. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems,2011,47(8):1241-1255.

[10] JANNE J, MARKKU J. Detection of Frequency Hopping Signals with a Sweeping Channelized Radiometer[C]∥ IEEE Centre for Wireless Communications University of Oulu, 2004: 674-678.

[11] TANG Peng-fei,LIN Qian-qiang,YUAN Bin,et al. Efficient Digital Channelized Receiver Based on Subband Decomposition and DFT Filter Banks[C]∥ ICSP 2012 Proceedings,2012.

[12] SEJDIC E, DJUROVIC I, STANKOVIC L. Fractional Fourier Transform as a Signal Processing Tool: An Overview of Recent Developments[J]. Signal Processing,2011,91(6):1351-1369．

[13] PEI S C, DING J J. Relations Between Gabor Transforms and Fractional Fourier Transforms and Their Applications for Signal Processing[J]. IEEE Transactions on Signal Processing,2007,55 (10) :4839-4850.

[14] 陈涛,岳玮,刘颜琼.宽带数字信道化接收机部分信道重构技术[J].哈尔滨工程大学学报,2011,32(12):1610-1616. CHEN Tao, YUE Wei, LIU Yan-qiong. Research on Partial Channel Reconstruction Technology Based on A Wide-Band Digital Channelized Receiver[J]. Journal of Harbin Engineering University, 2011,32(12):1610-1616.

[15] QI Lin,TAO Ran,ZHOU Si-yong. Detection and Parameter Estimation of Multi-Component LFM Signal Based on the Factional Fourier Transform[J].Science in China Series F: Information Science,2004,47(2):184-198.

[17] 陶然,张惠云,王越.多抽样率数字信号处理理论及其应[M]. 北京: 清华大学出版社,2007. TAO Ran, ZHANG Hui-yun, WANG Yue. Multirate Digital Signal Processing Theory And Application[M]. Beijing: Tsinghua University Press, 2007.

Channel Dynamic Reconstruction Technology of Efficient Channelized Receiver

OU Chun-xiang, WU Zhi-jie, REN Xiao-song, ZOU Shi-yuan

(Beijing Institute of Remote Sensing Equipment, Beijing 100854, China)

For big wideband received signal distributed in different channels and the number of channels is random, the multiply channels receiver is always used. But the construction of multiply channels receiver is complex and the efficiency is low. An efficient dynamic digital channelized receiver based on a channel reconstruction technology is proposed. The number and the position of the channels can be detected so that the prototype synthesis filter is configured to adapt to the bandwidth dynamically. The sub-signals in different channels can be reconstructed to a complete signal. The simulation experiments show the proposed algorithm is effective and feasible.

digital channelized receiver; polyphase filter; signal reconstruction; dynamic channelization; Cordic algorithm; high efficiency

2015-12-12；

2016-09-01 基金项目：有 作者简介：欧春湘(1988-)，女，江西赣州人。工程师，博士生，主要从事基带信号处理。

10.3969/j.issn.1009-086x.2017.01.017

TN911; TP391.9

A

1009-086X(2017)-01-0093-06

通信地址：100854 北京142信箱205分信箱 E-mail：ou_0330@163.com