超短波大变比阻抗变换器的研制

周平章，杨 静

(中国电子科技集团公司第9研究所，绵阳 621000)

超短波大变比阻抗变换器的研制

周平章，杨 静

(中国电子科技集团公司第9研究所，绵阳 621000)

讨论了超短波大变比阻抗变换器的设计和制作。通过对频率范围、变比、插损以及功率容量的分析，结合铁氧体磁芯的频率特性，确定了电路的结构和参数。该器件采用低损耗镍锌铁氧体功率材料，应用于超短波功放模块中，起阻抗匹配作用，保证了系统功率传输的效率及可靠性。

超短波;大变比;阻抗变换器;功率材料

0 引 言

超短波频段发射机、接收机正朝超宽带方向发展，且功率在不断提高，这就要求射频铁氧体器件顺应发展，朝大功率、宽频带的方向发展。超短波发射机的电路形式变化不大。在这种情况下，为了提高电台的抗干扰能力、组网能力，就需要使用一些新技术、新器件。其中低阻抗输出的射频功放芯片是单前大量使用的元件。低阻抗输出的射频功放芯片(通常为几Ω)和50 Ω阻抗的传输系统之间需要大变比阻抗变换器进行连接。

本文所述的阻抗变换器参数如下：工作频率：20～100 MHz，阻抗变比：50 Ω∶5.5 Ω(9∶1)，插入损耗≤0.35 dB，驻波系数≤2.0，承受功率：300 W。该器件应用于超短波大功率发射机中功率放大器的输出端和传输系统之间，起阻抗匹配作用。超短波大变比阻抗变换器的应用保证系统功率传输效率及可靠性。

1 电路设计

本阻抗变换器频带较宽，功率较大，而且为9∶1的大变比、低输入阻抗的阻抗变换。对于大变比的阻抗变换，可以采用2个传输线变压器级联的方法，比如使用4∶1变换和2.25∶1变换级联实现9∶1的阻抗变换，也可以采用传输线变压器和集中参数变压器相结合、采用单个磁芯的办法。

上述方法各有优缺点。2个传输线变压器级联的方法可充分发挥传输线变压器宽频带的优点，不过这种实现方法使用磁芯较多、器件的体积较大、插入损耗也较大；而传输线变压器和集中参数变压器相结合的办法，一方面可以保持较好的宽频特性，另一方面体积可以做得较小。

综上所述，这里采用传输线变压器与集中参数变压器相结合的方式。在9∶1传输线变压器基础上增加LC补偿网络的设计方案实现技术指标要求。电路结构如图1所示。

图1 9∶1阻抗变换器电路原理

2 电路参数设计

2.1 铁氧体磁芯材料的选择

铁氧体磁芯的磁导率与频率有一定的变化关系，这一关系通常用磁谱来描述。对于铁氧体磁芯来说，其磁谱的一般特点是：磁导率的实部μ′在一个较低的频率范围内是基本不变的，而当工作频率逐渐升高接近某一个频率时，磁导率的实部μ′和虚部μ″开始出现剧烈变化，即磁导率μ进入了剧烈频散区，这一频率被称为临界频率或截止频率，常用fr来表示。

本文中使用的磁芯是用弛豫型软磁铁氧体材料制作的，这种软磁材料的特点是磁导率的实部μ′是随频率单调下降的，而虚部μ″在fr处出现峰值之后在另一个频率处又会出现一个峰值，此时该频率称为弛豫频率[1]。在超短波段高功率情况下，由磁芯磁导率中μ″所引起的损耗(有功损耗)使变压器发热，导致变压器温度上升，从而使其性能变坏，严重时造成恶性循环。因此，在超短波段高功率情况下，为了减小磁芯损耗功率，应采用低损耗铁氧体功率材料。

本阻抗变换器的承载功率较大，这会带来2种问题：功率损耗与磁芯饱和。在大功率的情况下，功率损耗带来的热效应是影响传输效率和系统可靠性的主要因素。本阻抗变换器的功率损耗由三部分构成：传输损耗、反射损耗与磁芯损耗。

传输损耗由传输线的特性阻抗决定，要减小传输损耗则要保证传输线的特性阻抗满足阻抗匹配的要求。在传输线特性阻抗满足阻抗匹配的要求时，若不考虑传输线本身的介质损耗，则传输损耗可以忽略不计。

反射损耗由匹配特性决定，要减小反射损耗则要保证传输线变压器拥有足够的电感量。反射损耗并不直接导致发热，反射损耗较大时会使功率重新返回到阻抗变换器的源端，对前级器件造成影响。磁芯损耗由磁芯材料本身决定，要减小磁芯损耗则要保证磁芯具有较高的μQf积(其中Q为品质因数，f为频率)，数量级大概为2×109。

磁芯损耗是功率损耗导致发热的主要因素，情况恶劣时可能导致恶性循环，即磁芯损耗大导致传输线变压器的温度升高，温度升高使磁芯的临界场降低、磁芯损耗加大，磁芯损耗加大引起传输线变压器温度进一步升高，磁芯损耗与温升形成正反馈，最终使传输线变压器的温度超过居里温度，磁芯特性由亚铁磁性变成顺磁性，磁芯的作用完全消失，器件损坏。因而一方面要降低功率损耗，另一方面要对器件进行热设计，使热量能及时导出，不会在器件内部积聚。

文献[1]分别从传输损耗、反射损耗和相移技术要求出发讨论了变压器材料的选择原则，并给出了相应的设计图表。可以得出结论：降低磁芯磁导率而提高Qf对于改善传输损耗、反射损耗和相移都是有益的。最终确定所用材料为大功率低损耗镍锌铁氧体材料。

根据变压器带宽系数的大小与绕组单位线长电感的关系可知：当绕组线长和磁芯材料一定的时候，以电感量最大的磁芯尺寸最佳，当材料一定时，以达到相同电感量的最短线的磁芯尺寸为最好。

根据平均功率300 W计算的与连续波等效的平均电压为:

(1)

对于超短连续波，允许的磁芯最大磁感应强度约为100 Gs(在100 Gs以上磁芯损耗急剧上升[2])，在脉冲调制情况下，与连续波等效的磁芯平均最大磁感应强度低于100 Gs，本器件设计取100 Gs，由此得到磁芯磁路截面积与匝数的最小乘积为：

AgN1≥1.38cm2

(2)

根据设计经验，选用矩形截面磁环，由于在尺寸相同的条件下，EI磁芯的电感量比较大，而绕单匝的线长较短，且线圈容易绕制及成形，又根据功率容量要求，最后磁芯采用EI28型。在得到需要的电感量的同时减小了线长，提高了上限频率。EI28型磁芯磁路截面积为0.56 cm2，平均磁路长度为5.2 cm。考虑到功率容量为避免磁芯饱和，采用2副EI28磁芯可承受近2倍的功率，提高承受功率裕度。此时，磁路截面积为1.12 cm2。

变压器并联电感的大小是由传输损耗、反射损耗和相移以及所选用的铁氧体材料的特性决定的。

根据传输损耗、电压驻波系数分别计算所要求的并联电感值，从而得到需要的匝数。查图表可知[3]，为使传输损耗在0.3 dB以下，要求ωL0μ′/Rg>1.2；为使电压驻波系数小于1.25，即反射损耗小于19 dB，要求ωL0μ′/Rg>5，显然应该满足:

(3)

式中：ω为角频率;L0为空心线圈电感量;μ′为导磁率实部,式中为60。

由式(3)得L0≈0.5 μH。

由前面的计算可知：为使连续波平均磁感应强度限制在100 Gs以下，要求AeN1>1.38 cm2,其中Ae=1.12 cm2，所以N1>2.5，同时考虑由并联电感确定匝数需要满足N≥3，本设计取匝数N=3。

2.2 传输线的设计

传输线的功率容量应不小于变压器的功率容量。为了达到宽频带的目的，绕制变压器使用的传输线的特征阻抗应尽可能满足最佳特征阻抗的要求。

根据设计要求，Rg=50 Ω，Rb=5.5 Ω，双传输线的最佳特征阻抗为：

(4)

式中：Z0为最佳特征阻抗；Rg为输入阻抗；Rb为输出阻抗。

传输线长度应限定在1/8波长以内，根据上限频率fmax=100 MHz计算传输线的长度上限值为：

(5)

式中：lmax为传输线的长度;v为光速;fmax为上限频率。

本器件特点在于大功率、大变比。因此，在选定了磁芯型号规格以及决定了绕组匝数的情况下,对于大变比的阻抗变换设计而言，另一重点在于传输线选择。通过仿真设计，选用的同轴线的内、外导体结构可以使其耦合系数为1。

电路要求的最佳特征阻抗值为16.7 Ω，没有成品同轴电缆供应，也无法加工制作,最终采用25 Ω成品同轴电缆为传输线，外加LC补偿网络的方法[4]，同轴电缆内导体作为输入端,而同轴电缆的外导体锡焊在一起作为输出端。

在工艺上又可以通过控制绕组的疏密程度来控制变压器绕组的线长以及互感情况，同时减少绕组的匝间分布电容和对地电容，提高绕组自谐频率，改善了阻抗变换器高频端的插入损耗、电压驻波比等电性能，有利于提高传输线变压器的工作范围，从而增大阻抗变换器的上限工作频率。

传输线阻抗根据变压器的最佳特性阻抗Z0确定，线长根据最大工作频率fmax确定，功率容量P根据变压器承受的功率确定[5]。

3 设计结果和小结

根据上述设计方案，技术指标的设计结果如表1和图2～图4。设计结果满足技术指标的要求。

通过全温度范围研究及实验结果可以发现，器件的插入损耗随着频率的增高而变大，这是由于实际使用的磁芯损耗特性会随频率的升高而减小；同时低温下频率低端的插损会小于常温下的情况，这是由于低温时磁芯的损耗特性也会下降，降低插损见表1和图1。同时，驻波随频率的增加会增加，这是由于磁导率的实部μ′(传输特性)随频率的增加而下降，即电感量下降。

分析超短波段的阻抗变换器特点可以看出：

(1) 采用传输线变压器与集中参数变压器相结合的方式，在9∶1传输线变压器基础上增加LC补偿网络的设计方案实现技术指标要求；

(2) 选用合适的低损耗镍锌铁氧体功率材料保证了宽带传输线变压器的频率性能，提高了变压器的工作效率，有利于提高阻抗变换器的功率容量和工作时的可靠性；

表1 器件测试结果

图2 典型传输损耗曲线

图3 典型驻波系数曲线

图4 典型阻抗变换曲线

(3) 阻抗变换器采用同轴电缆作为传输线，确保特性阻抗的要求，减小绕组漏感，提高了整个合成器的高频传输特性。

4 结束语

本器件采用传输线变压器与集中参数变压器相结合的方式，同时具备了传输线变压器体积小、频带宽的优点，也保证了大变比、宽频带的要求。器件具有频带宽、插入损耗低、电压驻波比小、功率容量高、体积小、环境适应性好的优点。该器件能提高系统功率传输效率及可靠性，降低系统的制作成本。

[1] 张纪纲.射频铁氧体宽带器件[M].北京：科学出版社，1986.

[2] CAO M,LIN J C,ZHANG D H.Principle and design on VHF-band high power combiner [J].Journal of Communication University of China (Science and Technology)，2006(2): 43-46.

[3] 沈其聪.通信系统教程[M].北京：机械工业出版社，2008.

[4] 吴恒恒.传输线变压器相位补偿技术及其应用[J].微波学报，2009，25(5)：51-55.

[5] 虞海敏,盛胜军,苏力晟.VHF2.5 kW宽带四路功率合成器的设计与实现 [J].通信对抗,2014,33(2)：24-26.

Development of Ultra-short Wave High Ratio Impedance Converter

ZHOU Ping-zhang,YANG Jing

(9th Institute,CETC,Mianyang 621000,China)

This paper discusses the design and execution of ultra-short wave high ratio impedance converter.Through analyzing the frequency bound,ratio,insertion loss and power capacity,the configuration and parameter of the circuit are determined combining with the frequency characteristics of ferrite magnetic core.The device is based on low loss Ni-Zn ferrit power material,and is applied to ultra-short wave power amplifier module for impedance matching as well as ensures the efficiency and reliability of system power transmission.

ultra-short wave;high ratio;impedance converter;power material

2016-10-31

TN624.1

B

CN32-1413(2016)06-0112-04

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2016.06.024