单元串联变频器IGBT故障诊断方法

曹旭东， 李支园

(中国石油大学 地球物理与信息工程学院，北京 102249)

单元串联变频器IGBT故障诊断方法

曹旭东， 李支园

(中国石油大学 地球物理与信息工程学院，北京 102249)

针对单元串联多电平高压变频器的IGBT(绝缘栅双极型晶体管)故障检测问题，基于镜像电流源原理，搭建通过功率单元直流母线电压控制的逆变桥臂输出电压逻辑检测电路,并给出功率单元输出逻辑与驱动信号逻辑的关系，通过动态判别逻辑关系的正确性，诊断出IGBT的故障状态。实验结果表明，该方法诊断迅速，能够在10 μs以内正确检测出功率管的故障状态，相比基于各种算法的故障诊断方法，该方法可靠实用，对单元串联型多电平高压变频器的故障诊断具有工程应用价值。

多电平变频器；单元串联；绝缘栅双极型晶体管；故障诊断；镜像电流法

0 引 言

单元串联多电平高压变频器具有输出电压高，谐波含量少等优点，在高压交流电机调速领域，此种变频器得到了大规模应用。它由功率单元串联而形成三相高压输出，每个功率单元主要包含整流桥和H逆变桥两个部分，所以整机需大量的绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)，其作为主要的功率变换器件，发生故障的概率最高，并且以开路和短路故障最为常见。对于IGBT短路故障，目前常用的方法是通过检测IGBT的集电极-发射极(collector-emitter,CE)电压来判断，此种方法具有门槛电压不易确定的缺点；而对于开路故障，后果不会像短路故障那么严重，此时变频器的输出波形发生畸变，电机继续运行，故不易被发现，但会引起输出转矩减小、绝缘损坏、发热等问题，如果不及时处理将会引发更大的事故[1]；此外，容错控制技术是实现高压变频调速系统高可靠性的基本途径之一，实现容错控制的前提需要对故障进行有效检测[2]。

当前，关于变频器的IGBT开路故障诊断主要有以下一些方法：专家系统法、神经网络法、电流检测法、电压电流极性检测法等。专家系统法[3-4]是基于经验的积累，将可能发生的故障全部列出，总结规律并建立知识库，当故障发生时通过查询知识库来判断故障类型，这种方法难以建立完备的知识库，难以对故障进行准确的匹配。神经网络法是利用人工神经网络技术进行故障状态识别和分类，它不需要诊断对象的数学模型，利用强大的并行处理能力、自学习能力和良好的容错能力来完成故障诊断[5]，这种方法在结构设计上存在一定的盲目性，在训练过程中也容易陷入局部极小点[6]。电流检测法是基于对系统的输出电流的分析来进行诊断，其中又派生出平均电流Park矢量法[7-8]、单电流传感器法[9]和电流斜率法[10]等，这些方法具有对负载敏感易受到干扰而导致误判等缺点，并且系统输出电流变化缓慢，这将不利于故障的快速诊断。电压电流极性判断法是利用逆变器输出侧PWM电压和输出电流极性来诊断功率管开路故障，这种方法具有诊断迅速、可靠性高等优点，然而这种方法只研究了三电平拓扑结构[11]。文献[12]中提出通过检测各相电流正负半波部分的功率，来反映各IGBT的工作状态，这种方法也没有研究多电平的拓扑结构。文献[13]中针对有源滤波器提出基于硬件的IGBT开路故障诊断方法，但是需要同时检测电压和电流量，诊断电路过于复杂。文献[14]中提出基于PCA-SVM模型的IGBT开路故障诊断方法，虽然应用于串联多电平结构，但诊断速度偏慢。文献[15]中应用小波分析和神经网络对基于空间矢量控制的变流器进行了故障诊断，其选用输出电流作为特征参量，受负载影响太大，容易产生误判。文献[16]和[17]中，都对逆变器故障状态下输出电压变化特征进行了深入分析，并且提出相应诊断方法，这两种方法都不太适合串联结构的诊断。文献[18]中提出基于小波和支持向量机的高压线路故障诊断方法，这种方法难以获得实际的数据样本对支持向量机进行训练。

本文提出基于镜像电流原理检测的功率单元输出逻辑与驱动逻辑比对的方法来完成故障诊断。首先，分析功率单元输出电压逻辑与驱动信号逻辑关系；然后，使用直流母线电压控制的镜像电流电路动态检测H桥输出电压逻辑状态，将其反馈至CPLD(complex programmable logic device)中与驱动信号逻辑进行实时运算，当IGBT有短路或者开路故障发生时，通过逻辑判断即可发现故障。

1 功率单元工作模式分析

如图1所示是一个四级串联多电平高压变频器拓扑结构简图，它由基本功率单元的输出串联而成。功率单元由整流桥、滤波器、和H桥组成，原理如图2所示。R、S、T为三相输入端，与高压变频器移相变压器的副边绕组相连；U、V为功率单元的输出端。

图1 级联多电平逆变系统Fig.1 Cascade multilevel inverter system

图2 功率单元电路原理Fig.2 Schematic of power module

功率单元IGBT的开关状态由正弦波脉冲宽度调制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)信号控制，基本原理是由正弦调制波和三角载波作比较，此时功率单元会输出+Ud、0、-Ud三种电压状态(Ud表示直流母线电压大小)。对于同一相的不同功率单元，其三角载波依次位移一定的相位，限于篇幅，这里将不做介绍。

图3 正弦波调制原理Fig.3 Principle of sine-wave modulation

功率单元的三种电压状态对应四种工作回路，

即功率管A+和B-闭合，此时功率单元输出为+Ud；A+和B+闭合或A-和B-闭合，此时功率单元输出为0 V；A-和B+闭合，此时功率单元输出为-Ud，这里分别将功率单元输出为+Ud、0 V、-Ud时的工作状态命名为工作模式一、模式二、模式三。

2 功率单元IGBT故障诊断原理

2.1 驱动信号与功率单元输出的逻辑关系

功率单元的输出电压状态由其所接收的SPWM信号决定，因此找到功率单元的输出电压与其IGBT的驱动信号在正常和故障状态下的逻辑关系，即可判断IGBT故障与否。

表1示出了功率单元逆变输出端在正常和故障情况下，各工作模式中端口电压状态，表中电压是指功率单元输出端(图2所示U、V端)对直流母线的电压。由表1可见，模式二中IGBT在正常和开路故障时，其所对应的端口电压一样，故此时无法检测出故障状态，但运行到模式一或者模式三时即可检测出来；每一个工作模式下的IGBT短路故障在运行到直流母线短路状态时检测出来，所以可将模式二A+和模式一A+、模式二B+和模式三B+、模式二A-和模式三A-、模式二B-和模式一B-都合并成一种情况检测，简化后如表2所示。

表1 各故障状态下U、V端电压特征Table 1 Voltage features of U & V port at various fault states output

表2 IGBT故障状态下U、V端电压特征Table 2 Voltage features of U & V port at IGBT′s fault states output

由表2可知，各IGBT的驱动信号电平与其所在桥臂输出电压有着固定的逻辑关系，对H桥上管(A+和B+)而言，当IGBT驱动信号为高电平时，在正常状态下，其对应桥臂输出电压为+Ud，开路故障下则为直流母线电压负(0 V)；而当驱动信号为低电平时，正常状态下，其对应桥臂输出电压为0 V，短路故障下则为+Ud。对H桥下管(A-和B-)而言，其逻辑关系则正好相反。据此，便可以搭建检测电路来诊断H桥IGBT的故障状态。

2.2 功率单元输出电压逻辑检测方法

功率单元输出电压逻辑状态的检测是本方法的一个难点，因为直流母线电压不是一个固定值，要求其满足一定的过欠压范围，一般设计满足10%过压、50%欠压能力，固定门槛电压的检测原理将无法检测出功率单元输出电压变化的逻辑状态。这里提出基于镜像电流源的检测方法，即使直流母线电压动态变化，也不会对功率单元输出逻辑产生误判。

如图4所示，设三极管Q1和Q2的参数相同，即β1=β2，ICEO1=ICEO2，又因为两个三极管的基—射极电压相同，即VBE1=VBE2，当三极管的β较大时，基极电流IB可以忽略，所以IE1=IE2，IC1=IC2。设图中反相器U1的输入电压为VIN，直流母线电压为Ud，根据KCL定理，可以列出关系式

(1)

化简后可得到

(2)

(3)

(4)

设

(5)

因为要消除直流母线电压的波动，则需满足

VIN=F(Ud)=F(Ud+ΔU)。

(6)

将式(3)、式(5)代入式(6)化简可得

(7)

其中K为常数。通过设计合适的调理电路，使其满足式(7)，即可消除直流母线电压波动的影响。

图4 镜像电流源检测原理Fig.4 Detection principle of mirror current

3 故障诊断实现

3.1 检测电路设计

根据式(7)，设计如图5所示电路，即可消除直流母线电压波动的影响，电路具体参数的计算这里不再赘述。

图5 IGBT故障检测原理图Fig.5 Schematic of fault detection for IGBT

S_BUS接直流母线正电压，设其电压值为1 000 V，S_U接功率单元输出U端，S_V接功率单元输出V端，图5中两个电源的地接直流母线负端；U1A是双电源运放，Q1、Q2、Q3是NPN三极管，U2是反相器，用于波形整定，D1和D2作为钳位二极管。

Q1、Q2、Q3组成镜像电流源电路，直流母线电压经过R1和R2分压之后，通过电压跟随器作为镜像电流源的控制电压，使功率单元输出U、V端为直流母线电压负时，反相器U2的输出信号为低电平；当U、V端为直流母线电压正时，反相器U2的输出信号为高电平。

由PSPISE对以上原理图进行仿真，在50%欠压或者10%过压状态时，U、V端在反相器输入端的电压分别约为5.1 V和-0.2 V，符合逻辑芯片电平电压工作范围。

值得注意的是，图5所示检测电路的地和直流母线电压负为同一个地，该地与功率单元机壳地相连，各个功率单元之间的机壳地相互独立，这样就降低了检测电路对各功率单元之间的电气隔离要求。

3.2 CPLD中判定流程

将前述功率单元输出U、V端所测的信号反馈至CPLD中，与H桥左右桥臂IGBT驱动信号作逻辑比较，U端检测信号与A+的驱动信号比对，取反与A-的驱动信号比对；V端检测信号与B+的驱动信号比对，取反与B-的驱动信号比对。当反馈信号和驱动信号电平逻辑不一致，即表明有IGBT的故障发生，当驱动信号为高电平，表示有开路故障发生；驱动信号为低电平，表示有短路故障发生。

因为IGBT存在开关时间，故检测电路所测反馈信号不是理想方波信号，可能导致误判，故需要一定的容错控制机制，以左桥臂IGBT为例，具体判定原理如图6所示。设Ut为U端检测信号，Ud1为A+驱动信号，Ud2为A-驱动信号，Uf表示光纤通信故障。当Uf等于1时，表示主控单元和功率单元之间的光纤通信出现故障，此时的驱动信号出现问题，不能再用于IGBT故障的判定；当Uf不等于1，并且Ut不等于Ud1时，计数器1开始计时(en为使能端，rst为复位端)，当时间超过设定门槛值Nt，则报出A+故障信号f1；当Uf不等于1，并且Ut取反信号不等于Ud2时，计数器2开始计时，超过设定值后报出A-故障信号f2。考虑到IGBT开关死区以及动态换流的过程，这里取门槛值Nt为3 μs，读者在实际应用时可根据具体情况调整。

图6 CPLD判定原理Fig.6 Block diagram of the fault detection

4 实验结果

本实验首先对单个功率单元进行测试，然后对一个四级串联的变频器进行整机测试。对单个功率单元进行测试时，需要配以主控单元和人机界面，其连接关系如图7所示，人机界面和主控单元之间使用RS485通信，主控单元和功率单元之间使用光纤串行通信，功率单元中的CPLD将从主控单元接收的串行编码信号解码成IGBT驱动信号，IGBT故障判定亦由该CPLD完成。功率单元的输出连接7.5 mH电抗器作为负载。

图7 实验连接框图Fig.7 Block diagram of the experiment

4.1 短路故障实验

将IGBT两端用电缆短路来模拟产生短路故障，考虑到H桥左右桥臂的对称性，试验中选取B+和B-两只IGBT做短路试验，B+短路原理如图8所示。

图8 IGBT短路原理图Fig.8 Schematic of IGBT short circuit

启动实验系统，测量V端下管IGBT的CE电压、栅极-发射极(gate-emitter,GE)电压以及短路电流，如图9所示， 从图中可以看出，当IGBTB-开通(驱动信号为高电平)时，由于IGBTB+处于短路故障状态，直流母线短路，流过IGBTB+的电流快速上升，CE电压瞬间下降，因为短路电流上升过大，使得IGBTB-退饱和，V端电压变为直流母线正电压，而此时IGBTB-驱动波形为高电平，与正常情况状态不一致，产生短路保护动作，关断IGBTB-，整个保护动作时间约为8 μs，满足IGBT保护需求。

图9 IGBT B+短路时电压电流波形Fig.9 Voltage and current waveform when B+ short circuit fault happened

类似以上方法，将IGBTB-短路，故障在IGBTB+驱动为高时表现出来，如图10所示，此时短路电流迅速上升，由于B-短路故障的存在，所以CE电压为低，与驱动信号电平状态不一致，从而检测出短路故障，系统停机，整个响应时间约为8.2 μs。

图10 IGBT B-短路时电压电流波形Fig.10 Voltage and current waveform when B- short circuit fault happened

4.2 开路故障实验

将IGBT驱动信号断开来模拟其开路故障，选取IGBTB+和B-进行开路故障测试。分别断开B+和B-的驱动线，启动系统，测试结果分别如图11和12所示。从图11中看出，B+的驱动信号为高电平时，右桥臂V端电压为母线负(0 V)，极性相反，符合前述逻辑，CPLD中检测出此故障，封锁脉冲停机，整个响应时间约为9 μs。从图12中看出，B-驱动信号为高电平时右桥臂电压为母线电压正，CPLD中检测出故障，响应时间约为9 μs。从以上两个图形中也可看出，电流都几乎为零，这是开路故障所致。

图11 IGBT B+开路时电压电流波形Fig.11 Voltage and current waveform when B+ open circuit fault happened

图12 IGBT B-开路时电压电流波形Fig.12 Voltage and current waveform when B- open circuit fault happened

综上所述，IGBT的短路和开路故障都在10 μs之内识别并且响应，反应迅速，符合保护要求。

4.3 整机实验

将有模拟短路故障的功率单元串联到一个四级变频系统中，系统输入电压为3.35 kV，给定频率为1 Hz，启动系统，界面报出“功率单元A1故障”，变频器停止输出，如图13所示。

图13 变频器人机界面Fig.13 HMI of the multilevel inverter

5 结 论

本文在分析单元串联多电平变频器功率单元中IGBT的运行状态以及故障模式的基础上，提出基于母线电压控制的镜像电流源检测法，将检测功率单元U、V端波形反馈至其控制芯片CPLD，与驱动波形做实时比较，从而快速判断出IGBT故障与否，以便对整个功率单元进行容错控制，例如对多级串联型变频器来说，可对故障功率单元进行旁路，整机降额运行等，同时在人机界面报出故障单元。

此诊断方法具有以下优点：

1)诊断速度快

由于诊断方法完全基于硬件原理，从检测到故障状态到功率单元自身做出保护动作，只需约8 μs的时间，这比基于软件算法如神经网络、支持向量机等诊断方法迅速准确。

2)诊断精度高

诊断电路是搭建在功率单元中，每个串联功率单元独立诊断，因此单个功率单元的诊断精度就代表了整个变频器的诊断精度，在检测电路的元器件不出现问题的前提下，几乎不会出现误判情况，相比采样整个输出波形来进行诊断的方法，其诊断精度也具有了极大提升。

当然，该诊断方法一个主要的缺点就是：硬件成本较高。因为诊断电路是针对单个功率单元进行的检测，这需要对所有等级功率单元原来的控制板进行重新设计，添加硬件电路。

此诊断方法也可以推广到其他类型的变频器或者逆变器，具有较好的的工程实用价值。

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(编辑：刘素菊)

Transistor fault diagnosis method in cascade multilevel inverter

CAO Xu-dong， LI Zhi-yuan

(College of Geophysics and Information Engineering,China University of Petroleum,Beijing102249,China)

As for the problem of fault diagnosis of the IGBT(insulated gate bipolar transistor) for cascade multilevel inverter,a detection method is designed.It detected logic state of the output of inverter’s bridge arm based on the principle of the mirror current method.The DC bus voltage of power module controlled the detection circuit.Then,the logical relationship between the output and drive signal of power module was analysed.The fault state of IGBT was detected though judging this relationship.The experiment results show that the detection method can diagnose IGBT′s fault state rapidly within 10 μs.It is more reliable and practical than the diagnosis methods based on software algorithm,which is valuable in engineering application for the cascade multilevel inverter.

multilevel inverter; cell series; IGBT; fault diagnosis; mirror current method

2016-09-01

国家发改委应用示范项目(CNGI-12-03-043)

曹旭东(1968—)，男，硕士，副教授，研究方向为电力电子故障诊断、信号检测与处理； 李支园(1987—)，男，硕士，研究方向为信号检测与处理。

李支园

10.15938/j.emc.2016.12.002

TM 464

:A

:1007-449X(2016)12-0009-08