全数字控制的单相功率因数校正电路设计*

2016-12-23李一鸣万军华

电子器件 2016年6期

荣军，李一鸣，万军华，张敏，陈曦

（1.湖南理工学院信息与通信工程学院，湖南岳阳414006；2.湖南理工学院计算机学院，湖南岳阳414006；3.工程车辆轻量化与可靠性技术湖南省高校重点实验室，长沙410014）

全数字控制的单相功率因数校正电路设计*

荣军1，3*，李一鸣2，3，万军华1，3，张敏1，3，陈曦1，3

模拟控制的Boost-ZVT有源功率因数校正电路，其缺点是设计复杂，系统容易受元器件老化及受温漂影响而引起误差。针对这个问题，设计了一种基于DSP的全数字控制电路。首先介绍了Boost-ZVT电路的工作原理，对其主要元器件参数进行了设计，然后详细地阐述了基于TM320F2812的数字控制硬件电路设计。最后给出其实验结果，实验结果表明采用全数字控制不但能实现模拟控制的所有功能，而且能够显著降低系统的体积和重量，而且便于系统调试和升级。

Boost-ZVT变换器；功率因数校正；数字控制；A/D采样

在单相功率因数校正电路中一般都是采用Boost变换器，为了降低Boost变换器的开关管损耗，提升Boost变换器的效率，广大科技工作者在这方面做了大量的工作。比如文献［1］提出的一种新型的零电压Boost变换器，主要利用能量反馈辅助电路实现了主开关的零电压开通和升压二极管的软开关，其优点是辅助开关管实现了零电流开通和近似零电压关断，变换器的效率较高，而且电磁干扰低。文献［2-3］在无整流桥Boost电路中增加一个辅助ZVT网络，可以实现主开关的零电压开通、近似零电压关断以及升压二极管的零电压开通、近似零电流关断，极大地减小了开关损耗与开关噪声。文献［4］提出在Boost变换器中采用交错并联技术，实现或近似实现了主开关管零电压或零电流开通和关断，进而可以增大其工作频率，提高功率处理能力。文献［1-4］提到的各种电路的共同目的就是尽可能地实现电路所有开关器件的软开关，同时它们也有一个共同的特征，就是它们的控制电路设计都是采用UC3842和UC3855A等模拟控制芯片实现的，采用模拟芯片控制的缺点是电路设计复杂，电路升级和维修困难，采用模拟控制会导致使用电子元器件非常多，会降低系统效率和可靠性。针对这个问题，本文设计了基于DSP全数字控制的Boost-ZVT单相功率因数校正电路，最后完成软硬件设计，数字控制硬件电路主要包括DSP供电电路、A/D采样电路以及过压等电路，最后通过给出的实验波形证明全数字控制Boost-ZVT电路不但能实现跟模拟控制电路的完全一样的功能，即达到功率因数校正的目的，而且比模拟控制的系统体积和重量更轻，系统可靠性更高。

1 Boost-ZVT变换器的工作原理

Boost-ZVT变换器的工作电路和工作波形如图1（a）和图1（b）所示，整个工作过程可分7个阶段，每个工作阶段的运行模式等效电路如图2所示［5-6］。

（1）工作模式1［T0～T1］

t=T0时，辅助开关Tr1开通，谐振电感电流iLr线形上升，等效电路图如图2（a）。

（2）工作模式2［T1～T2］

LrCr谐振，电流iLr谐振上升，而电压Vds由Vo谐振下降。T=T2时，Vds=0，主开关管Tr体内反并联的二极管把Tr两端的电压箝位为0，为主开关管Tr零电压开通创造条件，等效电路图如图2（b）。

（3）工作模式3［T2～T3］

由于Tr的反并联二极管已导通，主开关Tr两端电压为零，此时主开关Tr可以实现零电压开通，等效电路图如图2（c）。

（4）工作模式4［T3～T4］

t=T3，Tr1关断，由于D1导通，Tr1的电压被钳在V0值，等效电路图如图2（d）。

（5）工作模式5［T4～T5］

T=T4，D1关断，这时Boost-ZVT变换器跟普通Boost型变换器的工作情况一样，等效电路图如图2（e）。

（6）工作模式6［T5～T6］

t=T5，Tr关断，恒流源Is对Cr线形充电，等效电路图如图2（f）。

（7）工作模式7［T6～T7］

这个阶段和普通Boost变换器开关管关断的工作情况一样，等效电路图如图2（g）。

图1 Boost-ZVT变换器电路及工作波形图

2 Boost-ZVT主电路元器件参数设计

把Boost-ZVT电路运用于PFC，设计指标：输入电压：单相交流（220±10%）V；输入频率：50 Hz/60 Hz；输出电压：直流400 V；最大输出功率：1 000 W；功率因数：99%；开关频率：f=100 kHz。

2.1 升压电感L的计算

升压电感L的选取应满足最大输入电流纹波的要求，根据普通Boost电路的升压电感计算公式可知［7］：

式中，Vin（pk）为输入电压的峰值；ΔIL为最大输入电流纹波。

2.2 滤波电容C0的计算

输出电容C0由两个因数决定，即保持时间tH和输出电压纹波的大小。根据电容计算可得［8］：

谐振电感通过为升压电感电流提供交替的电流通路，从而控制着二极管的di/dt。因此电感值可以由升压二极管所需的关闭时间来确定，而二极管关闭时间由它的反向恢复时间决定。然而二极管的反向恢复时间是关闭时di/dt的局部函数，二极管的反向恢复时间一般为60 ns。如果电感限制上升时间到3trr为180 ns，电感量可按式（3）计算得到：

2.4 谐振电容Cr的计算

最小谐振电容要确保主开关的dv/dt，但是其有效谐振电容是功率开关器件MOSFET电容和外接电容总和。由于电容能够限制功率开关器件关闭时间的dv/dt，因此能够减少米勒效应。该电容必须是优质高频电容，它还必须能在关闭时承受较大的充电电流。因此谐振电容可根据式（4）计算：

所以可得Cr=958 pF。

3 基于DSP的数字控制电路硬件设计及软件实现

基于TMS320F2812的DSP数字控制电路如图3所示，图3中的DSP数字控制系统主要包DSP及其外围电路、供电电路、A/D采样电路、驱动电路和保护电路。其中，A/D采样电路主要完成强弱电隔离、电平转换、信号放大及滤波等功能，以满足DSP控制系统对各路信号电平范围和信号质量的要求，由于篇幅的关系，本文只对DSP供电电路、A/D采用电路以及过压过流电路进行设计。

图3 系统控制电路结构框图

图4为Boost-ZVT变换器数字控制电路原理框图。类似于模拟控制方法，数字控制方法采用双闭环控制，其中内环为电流环，外环为电压环，外环电压环通过调节平均输入电流来控制直线总线电压，内环电流环控制交流输入电流使之跟踪输入电压，整个控制过程由DSP来实现电流和电压的调节［9］。

图4 Boost-ZVT变换器数字控制电路原理框图

3.1 DSP供电电路设计

控制系统供电电路由两部分组成，一部分是由220 V输入交流电压经变压器整流滤波后变成9 V电压供给MC7805，让MC7805输出TMS320F2812需要的+5 V电压。另一部分是将输出+5 V电压通过电源芯片TPS767D318转换成DSP所需要的+3.3 V和+1.8 V，其TPS767D318供电电路和TMS320F2812供电电路图如图5（a）和图5（b）所示［10］。其中图5（b）中的TPS767D318是类似的电压调节器，可以由5 V的电压产生固定的3.3 V和可变的另一路电压输出，可变的一路可设置成为1.8 V和2.5 V。另外3.3 V和1.8 V电压分为模拟和数字，因此在模拟地和数字地之间需要用小电阻或者磁珠连接，防止电磁干扰。

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图5 DSP供电电路图

3.2 A/D采样电路设计

Boost-ZVT变换器的采样信号有：输入电压和输入电流、输出电压和输出电流以及主开关管漏极电压。每个A/D采样电路包括传感器、A/D调理电路和片内A/D转换器。电容上的电压，电感上的电流经过传感器，转换成可测量的电压进入信号调理电路，得到满足片内A/D转换要求的被测信号，送入片内A/D转换器［11］。本文仅对输入交流电压采样硬件电路设计做详细讲解，其他采样电路设计思路类似。

输入交流电压采样电路原理图如图6所示。Boost-ZVT变换器所接电网，输入的电压信号不是纯正弦波，由此必须对其进行滤波后才能准确计算出输入电压的频率和相位，因此需要设计滤波器，包括二阶低通滤波器和二阶高通滤波器，如图6（a）所表示。二阶低通滤波器由运算放大器U13A及其外围阻容网络组成，它可以滤去电网输入信号中的高次谐波，使波形得到改善，但是缺点就是使相位产生了滞后，需要引入二阶高通滤波器进行补偿，其中二阶高通滤波器由U13B及其外围阻容网络组成。经过二阶低通和高通滤波器后，不但滤除了谐波，使波形为正弦波，而且相位没有变化。输入信号经过滤波以后，再经过过零回差电路，得到与电网输入信号完全同步的方波信号。利用DSP提供的捕捉单元来捕捉方波信号的跳变沿，从而得到交流输入电压的频率和相位。最后通过软件编程完成相位比较功能，再根据计算得到的相位差进行PWM脉冲调整，开始相位跟踪，由此实现功率因数校正的目的。

此外，对输入电压检测的不是电压瞬时值而是有效值，因而采用了图6（b）所示的精密整流电路，将滤波后的电压信号转换成对应的直流值。然后将其送到DSP的A/D转换口。图6（b）中的精密整流电路由精密半波整流和反相求和电路两部分组成，R34取值等于2倍的R33，而且R33、R35、R36和R37的取值都相等，整个电路的输出与输入有Uo=|Ui|的关系，所以它有精密绝对值的运算功能。

图6 输入交流电压采样电路

3.3 过压电路设计

过压保护电路如图7所示，Boost-ZVT变换器的输出电压VOUT经过R45、R46、R47和R48分压以后加入到精密电压基准TL431的R端，U7的阴极接光电耦合器的3端，图7中当R端电压到达2.5 V时，阴极电流IK突然增大，使得U8光电耦合器工作，UK6变为低电平，而UK6连接到TMS320F2812的PDPINT端，这样迫使系统重新启动，实现过压保护的目的，以达到保护Boost-ZVT主电路的安全。

图7 过压保护电路

3.4 系统控制算法软件实现

系统软件设计的基本思想：由于DSP的事件管理器EVA有两个通用定时器可以被编程，使之在其它通用定时器之后延时一段确定的时间才开始工作。利用这种思想由A/D输入提供PI控制程序所需要的控制量，根据控制程序的运算结果改变通用定时器3和通用定时器4的延时时间，进而改变同时导通的两个开关管的移相角，使输出电压满足设计要求。设定通用定时器4使用自己的时钟。利用捕获单元捕获下降沿，设置捕获中断。主程序流程图如图8所示［12］，主程序的作用是：初始化，其中包括给控制寄存器赋初值，这时系统工作时钟开CAP1INT、CAP2INT中断，在等待中断的空闲时间内采集输出信号，设置ADC转换结束标志位为1。为保证程序的正常运行要禁止看门狗。CAP1INT中断的作用为：判断A/D转换是否结束，转换结束进入PID控制程序，利用控制程序的运算结果改变通用定时器3和通用定时器4的延时时间，给出Boost-ZVT变换器两个开关管的导通信号。

图8 系统主程序流程图

4 实验结果及分析

为了验证理论分析和参数设计的正确性在Pspice中建立其仿真模型，并给出了仿真结果如图9所示。

图9 Boost-ZVT功率因数校正电路的仿真波形

图9（a）为主开关管Tr和辅助开关管Tr1的驱动仿真波形，从图9（a）可以看出主开关管Tr是在辅助开关管Tr1关断后才开通的，而且辅助开关管Tr1导通时间非常短，因此可以显著减少辅助开关管Tr1的开关损耗，从而提升整个系统的效率。图9（b）从上至下分别为主开关管Tr漏源仿真电压、Tr漏源仿真电流以及仿真Tr栅极驱动仿真波形，从图9（b）可以清晰看出Boost-ZVT变换器主开关管Tr的软开关工作过程，主开关管Tr在开通前先有电流反向流过其体内二极管，使漏极电压箝位到零，再加驱动脉冲从而实现主开关管Tr零电压开通。当主开关管Tr关断时，由于其两端并联着谐振电容，使得其两端的电压缓慢上升，从而实现主开关管Tr零电压关断。即使开关管在高频率工作状态下损耗依然很小，故对开关频率的限制减小，从而可提高开关频。开关频率得到极大的增大，从而进一步减小系统的体积和重量，提高功率密度。图9（c）为输入交流电压Ui和电流Ii仿真波形，从图9（c）中可以清楚的看到输入电流Ii很好跟随交流输入电压Ui，完全实现了功率因数校正的目的。

最后为了验证基于DSP数字控制Boost-ZVT功率因数校正电路设计的可行性，完成整个硬件电路设计和软件程序编写，并给出了实验结果如图10所示。

图10 数字控制功率因数校正电路的实验波形

图10（a）为主开关管Tr和辅助开关管Tr1的驱动试验波形，图10（b）为主开关管Tr电流和电压波形，图10（c）为输入交流电压Ui和电流Ii实验波形，从图10（a）、图10（b）和图10（c）可以看到与理论分析以及仿真波形完全一致，实验验证了基于DSP数字控制器的设计的正确性。

5 结论

设计了基于TMS320F2812数字控制的高功率因数校正电路，首先简单地介绍了Boost-ZVT变换器的工作原理，给出了其主要元器件参数的设计过程，然后详细地介绍了其硬件电路的设计过程，并完成软件程序的设计。最后通过仿真实验以及具体实物实验验证了DSP数字控制的Boost-ZVT功率因数校正电路的可行性。基于DSP的数字控制高功率因数校正电路，相对于模拟控制电路主要有以下优点：第一：数字化处理和控制，可避免模拟信号传递的畸变和失真，减少干扰；第二：模拟硬件电路的功能由软件形式的大量数值计算所取代，因此控制电路的硬件结构可简化，系统所用元器件数量大大减少；第三：数字电源基本上不受元器件性能变化的影响，电路可靠性高。综上所述，在功率因数校正电路中采用DSP等数字控制芯片，将是今后一个研究的热点。

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荣军（1978-），男，汉族，湖南岳阳人，硕士，湖南理工学院信息与通信工程学院讲师，主要从事开关电源和电机控制技术研究，rj1219@163.com。

Design of Single-Phase Power Factor Correction Circuit for Full Digital Control*

RONG Jun1，3*，LI Yiming2，3，WAN Junhua1，3，ZHANG Min1，3，CHEN Xi1，3
（1.School of Information and Communication Engineering，Hunan Institute of Science and Technology，Yueyang Hu’nan 404006，China；2.School of Computer，Hunan Institute of Science and Technology，Yueyang Hu’nan 404006，China；3.Key Laboratory of Lightweight and Reliability Technology for Engineering Vehicle，College of Hunan Province，Changsha 410014，China）

For analog control Boost-ZVT active power factor correction circuit，its disadvantages are in the design complexity，and the system is easy to be affected by the components of the aging and temperature drift to cause error.A full digital control circuit based on DSP is designed to solve this problem.Firstly，the working principle of Boost-ZVT circuit is introduced，and the parameters of the main components are designed，and then the hardware circuit design of digital control based on TM320F2812 is described in detail.Finally，the experiment results are gave，and the experimental results show that the full digital control can not only realize the simulation control of all functions，but also can significantly reduce the volume and weight of the system，and is easy to debug and upgrade.

Boost-ZVT converter；PFC；digital control；A/D sampling