基于两级PFC电路对大电容充电的仿真研究

刘 嘉，李小祥，白立来，杨 凯

（北京工业大学机械工程与应用电子技术学院，北京100124）

基于两级PFC电路对大电容充电的仿真研究

刘 嘉，李小祥，白立来，杨 凯

（北京工业大学机械工程与应用电子技术学院，北京100124）

电容储能式螺柱焊机负载电容容量大，一次焊接过程电容能量完全释放，新一次的焊接过程会再次对电容充电，这种纯容性脉动负载对充电过程的功率因数校正需求更迫切。储能式螺柱焊机的储能电容容量大，电容端电压上升缓慢，对其充电的反激变换器不能很快地建立稳定状态，电感电流在变换器中逐渐累积形成畸变电流。提出一种前级反激变换器，后级两电容交替对负载电容充电的两级PFC充电方案，利用逻辑电路控制开关管的动作时序，详细介绍了主电路、控制电路及其仿真分析。结果表明，该方案具有电感电流跟随基准电压效果好和充电速度快的优点，实现了对纯容性脉动负载充电过程的功率因数校正。

储能螺柱焊机；大容量电容；功率因数校正；时序电路；两级PFC

0 前言

电容储能式螺柱焊机负载电容容量大，一次焊接过程电容能量完全释放，新一次的焊接过程会再次对电容充电[1]，这种工艺特点不加功率因数校正就会对电网造成污染，使电网侧输入电流波形严重畸变，呈脉冲尖峰状，导致功率因数低下、总谐波畸变高。若大量应用，会使电网侧电流严重畸变为非正弦电流，给所处的电力环境造成严重的后果，包括干扰其他用电设备；影响电网的可靠性；造成电能利用率下降等。可以用Boost、Buck或Flyback等拓扑结构和相应的电流环控制方法实现峰值电流型、平均电流型或滞环电流型的PFC（功率因数校正）控制方法来提高对电容充电过程的功率因数[4]。反激变换器有隔离充电、功率等级适合螺柱焊机的特点，另外，反激变换器工作在DCM模式（电感电流断续模式）即可实现峰值电流自然跟随正弦电压[2]。因此，本研究选择了反激变换器为主拓扑结构，峰值电流型PFC控制策略。储能螺柱焊机上用到的电容容量一般在20 mF以上，电容的大容量使电容端电压上升缓慢。低电压的大电容会造成对其充电的反激变换器二次侧电感复位时间长。若用100 kHz的开关频率，变换器中的电感电流逐个周期累积形成电流畸变，需要加限流电路限制畸变电流峰值，继而造成二次侧电感电流降为零的时间被拉的很长，充电速度大大减慢。结合对纯容性负载充电的特点，以反激变换器为主拓扑结构，搭建时序逻辑控制电路，基于PSIM对电路进行仿真研究，提出变压器一次侧电感电流自然跟随正弦电压保证功率因数，二次侧对有初始电压的电容充电以减小二次侧电感复位时间的控制策略。提高了充电速度，取得了良好的效果，为进一步应用具有功率因数校正技术的电容储能式螺柱焊机奠定了基础。

1 反激式功率因数校正器

可以证明，反激变换器电路在DCM模式下，对输入电路而言DC-DC变换器可等效为一个受占空比D控制的无损电阻。因此，如图1a所示电路，无须用特别的PFC控制器，就可使输入端功率因数近似等于1[2]。图1b为DC-DC反激变换器的DCM模式下等效电路平均模型。方框所示二端口电路模型为由占空比D控制的无损电阻符号。输入电阻为Re，因此功率因数理论值为1。

图1 反激式功率因数校正器

采用电容容量88 mF，大容量纯容性负载是反激式功率因数校正器实现的一大难点[5]。负载为阻性负载时，输出滤波电容小，电压能很快达到稳定状态，输出电流稳定，每个工频周期下电感电流以断续模式自然跟随正弦电压。与阻性负载不同，在对大容量纯容性负载充电时，由于充电初期电容端电压低，电感电流下降速率慢，每个开关周期变压器电感不能复位，且电容的大容量使电容端电压长期处于低压状态，反激变换器中的能量逐个周期的累积，最终变换器饱和或损坏元器件。

采用的两级PFC电路的目的是让与反激变换器相连的电容里持续滞有电压，以保证反激变换器工作在DCM模式，这样电感电流将自然跟随正弦基准电压，保证了良好的功率因数。

图2a是100kHz开关频率用反激变换器对1mF电容充电时的电网侧电流，图2b是畸变电流展开。可以看出反激变换器工作在CCM模式，电流有凸尖产生并在电网侧形成了很大的冲击电流。

图2 反激变换器中的畸变电流

可以按二阶零输入响应电路计算出二次侧电感电流下降至零的时间，即反激变换器工作在DCM模式时所需的最小的开关周期与所需的第一级电容端电压。对二次侧电感向电容充电回路列KVL并计算[6]：

本研究的电容负载容量为88 mF，经以上各式计算，电容端电压为零时DCM模式所需开关周期T=1 000 μs，频率远远小于100 kHz，因此变压器中电感电流如图3所示。ON表示开关管导通，一次侧电感电流上升；OFF表示开关管关断，二次侧电感电流下降[3]。由以上分析计算得知100 kHz时二次侧电感没有复位，一次侧电感电流在此基础上继续增加，形成冲击电流，如图2a所示。

图3 变压器中电流逐周期递增

以上各式亦可计算出电容端电压为130 V时可以使反激变换器工作在DCM模式。因此采用两级PFC控制策略，首先对一个前级电容充电，充至400 V后使其对负载电容放电，放电至300 V停止放电。另一个前级电容的工作状态与之相反。两个前级电容的滞留电压保证反激变换器自然跟随正弦电压。通过两前级电容的充放电避免了反激变换器直接对大电容充电的二次侧电感不能复位的问题，保证了电网侧电流良好的正弦跟随，提高了充电速度。

2 两级PFC电路的结构与工作原理

本研究采用两级PFC电路，电路结构如图4所示，它是由反激变换器交替对两个电容充电，充至预定电压后两电容交替对负载电容放电。限流电路限制了电容对负载电容放电时的最大电流。

图4 两级PFC结构

两电容分别放电到预定电压时停止放电，滞留的端电压保证了下个周期反激变换器的断续条件，保证了电网侧电流良好的跟随特性与反激变换器对电容较快的充电速度，电路的工作状态如下。

当开关管MOS1、MOS4断开时，变压器二次侧侧电路如图5a所示。反激变换器对Co2充电，Co1对负载电容放电。当开关管MOS2、MOS3断开时，变压器二次侧电路如图5b所示。反激变换器对Co1充电，Co2对负载电容放电。

两电容分别对负载电容放电需要限制过大的电流，限流电路如图6所示。电流未达到设定值时，Co1或Co2的放电电流经MOS3或MOS4、限流电感L、检测电阻R流入负载电容Co。当电流达到设定值时，MOS3或MOS4关断，电流经L、R并通过二极管VD回流，最终使电流最大值是20 A。

3 PSIM仿真模型的建立

仿真模型主要包括主电路、逻辑控制电路、过零检测电路。进行仿真实验时，电路模型中各元件参数设置为：反激变换器Lp1=260 μH，电容Co1=Co2= 880μF，限流电感L=100μH，检测电流电阻R=0.1Ω，负载电容Co=88 mF。

3.1 控制逻辑

反激变换器对其中一个前级电容充电时，另一个前级电容需要对负载电容放电，交替工作。以前级电容的滞留电压保证反激变换器工作在电感电流断续状态，使电网侧电流自然跟随正弦电压，完成功率因数校正。

为了监测电容端电压状态和两前级电容对负载电容放电的最大电流，设计了逻辑控制电路（见图7）。

图5 两前级电容工作状态

图6 仿真模型总体设计

图7 控制逻辑

其中Uo1、Uo2、UIs1、UIs2分别表示前级电容Co1和Co2上的电压和其对负载电容的放电电流。UIs1或UIs2置低表示前级电容对负载电容的放电电流过大，此刻关断前级电容的放电开关管，电流经过续流二极管续流。当电流低于基准值时再次打开开关管重复前级电容的放电过程。当Uo1或Uo2大于400 V时，逻辑控制电路使前级电容对负载电容放电并使反激变换器转向对另一前级电容充电，交替工作。

具体控制逻辑的工作过程如图8所示。根据前面的式子计算出的130 V的断续电压条件，电容Co1和Co2已在电感电流强迫跟随情况下充电至300 V，足够保证了变换器的断续工作条件。

（1）采取电感电流自然跟随的方式充电。先给Co1充电，此时的Co2处于闲置状态，如图8中的Uo1、Uo2。

（2）Co1的端电压逐渐上升，升至400 V后使其对负载电容放电，通过限流电路很快放电至300 V起始电压后处于等待状态。图8中的Is2是一次侧电容对负载电容的放电电流。

（3）Co1对负载电容放电的同时，反激变换器开始对Co2充电。Co2的端电压升至400 V时后对负载电容放电。与此同时，反激变换器重新开始对Co1充电。Co2通过限流电路放电至140 V起始电压后处于等待Co1放电完成信号状态，完成一个周期。

（4）当大电容上的电压达到目标电压后，关断开关管MOS1，停止充电。一个焊接过程结束后重复以上步骤。

图8 Co1、Co2充放电时序与电流极值

在用反激变换器对两电容充电初期，为了限制变压器一次侧电感积累过大的电流并使电流跟随正弦基准电压，需要电感电流通过时序逻辑控制电路以CCM模式强迫跟随正弦电压，电路如图9所示。其中Cout是电感电流与正弦基准电压的比较信号，当电感电流达到正弦基准电压时Cout至低，开关管关断，以此达到电感电流跟随正弦电压的目的，在对前级电容充电的过程中也实现了功率因数的控制。

图9 控制逻辑

强迫电感电流跟随正弦电压，如图10a所示。深黑色线是正弦基准，当电感电流高于正弦值时，开关管关断，此时变压器一次电流为零，低于基准值，但是开关管没有再次立刻导通，而是等下个100 kHz时钟上升沿到来时再次导通，防止了比较器的抖动，实现了在定频模式下对功率因数的控制。

从图10b中还可以看到虽然反激变换器工作在CCM模式，但是电感电流还是跟随了正弦基准电压，避免了前面图2a中的冲击电流，保证了电网侧电流良好的正弦度，功率因数较高。

图10 电网侧电流

此外，若在任意时刻开始用反激变换器对电容充电，会造成电感电流不是从电压零相位开始跟随，影响功率因数，如图11a所示。

3.2 过零检测

过零检测电路如图12所示。Urec是电网电压经全波整流后的电压，经电阻分压后与0.2 V基准电压比较，采用JK触发器捕获过零比较产生的上升沿信号，并将Q端跳变到高电平作为反激变换器工作的开始信号。结果如图11b所示，只有在电网电压过零点才能有电流输出，否则开关管处于断开状态。保证了电网电压与电感电流同相位。

4 总体仿真结果

仿真取得了良好效果，电网侧电流与电网电压同

频同相，并且跟随了正弦基准保证了良好的正弦度，见图13。图14是电网侧电流的展开，反激变换器工作在DCM模式，由前文所述，功率因数近似为1。

图11 电网侧电流

图12 过零比较电路

图13 电网侧电流

图14 电网侧电流展开

如图15所示，0～150 V的充电时间是5 s，这是在100 kHz开关频率，两级PFC控制策略下的充电时间。基本满足现有螺柱焊机的焊接速度，为进一步应用具有功率因数校正技术的电容储能式螺柱焊机奠定了基础。

图15 负载电容充电曲线

5 结论

以PSIM为仿真平台，研究了以反激变换器为主拓扑结构对电容储能式螺柱焊机的储能电容充电过程的功率因数校正技术。设计了过零检测电路，使电网侧电流与电压同相位；设计了时序逻辑电路，强迫电感电流跟随正弦电压；采用两级功率因数校正电路的控制策略，在满足功率因数校正的前提下保证了较高的充电速度。

[1]张义.螺柱焊焊接技术及其应用（第一版）[M].北京：机械工业出版社，2009：144-145.

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[3]Sanjaya Maniktala.精通开关电源设计（第一版）[M].北京：人民邮电出版社，2008：24-29.

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[5]段志刚.电容充电过程功率因数校正仿真研究[D].北京：北京工业大学，2014.

[6]邱关源.电路[M].北京：高等教育出版社，2006：156-164.

Two-stage PFC circuit simulation in the progress of charging stud welding’s capacitor based on PSIM

LIU Jia，LI Xiaoxiang，BAI Lilai，YANG Kai
（College of Mechanical Engineering and Applied Electronics Technology，Beijing University of Technology，Beijing 100124，China）

Load capacitor's value in capacitor discharge stud welding machine is large，power entirely releases every welding interval and charges capacitor again in a new welding period，so it is more urgent to require power factor correction to pulse load capacitor like this. However，the capacitor voltage goes up slowly owing to the big value of capacitor leading to that flyback charging capacitor can't set up a steady state quickly，so inductive current in flyback accumulates every switching period and develops distortion current finally.This article proposes a charging method that flyback charges two capacitors firstly then the capacitors discharge to load capacitor interlacedly. Sequential circuit controls the PWMsingnal to MOSFET.Main circuit，control circuit and simulation analysis are introduced in detail.The results showthat source current envelopes sinusoidal reference voltage and flyback charges load capacitor more efficient，realizing the pure capacitive pulse load PFCin the process ofcharging.

energy storage capacitor stud welding machine；high-capacity capacitor；PFC；sequence circuit；PSIM

TG433

A

1001-2303（2016）10-0019-06

10.7512/j.issn.1001-2303.2016.10.04

献

刘嘉，李小祥，白立来，等.基于两级PFC电路对大电容充电的仿真研究[J].电焊机，2016，46（10）：19-24.

2015-12-26

国家自然科学基金资助项目（51375022）

刘嘉（1969—），男，吉林省吉林市人，副教授，博士，主要从事数字化控制弧焊逆变电源的研究。