DD-OOFDM系统中一种高频谱效率的BICR

张森，郭娟

（西安邮电大学 通信与信息工程学院，西安710121）

DD-OOFDM系统中一种高频谱效率的BICR

张森，郭娟

（西安邮电大学 通信与信息工程学院，西安710121）

基于单边带调制的直接探测光正交频分复用(D D-SSB-O O FD M)系统，提出了一种由光梳状滤波器、2×2光耦合器和平衡探测器组成的结构相对简单的拍频干扰消除接收机 (BICR)方案，通过消除SSB-O O FD M信号在光电探测过程中产生的信号间拍频干扰(SSBI)，使光载波和O O FD M边带之间的频率保护间隔(G B)减小，从而提高系统频谱效率。建立了一个基于40G b/s 16-Q A M的D D-SSB-O O FD M仿真系统，通过与传统D D接收机对比，验证BICR消除SSBI的可行性。

拍频干扰消除接收机；D D-SSB-O O FD M系统；保护频带间隔

0　引言

近年来，随着信号速率的不断提高，使得光通信网络的升级和扩容面临巨大挑战[1]。在光纤通信系统中，光正交频分复用(OOFDM)技术能够实现传输速率的平滑升级[2]，根据接收端的不同可以分为相关探测OFDM(CO-OFDM)和直接探测OFDM(DD-OFDM)。CO-OFDM技术[3]的优势在于接收机灵敏度、高频谱效率和对色散的鲁棒性，但它对频率和相位偏移噪声敏感，使得收发机结构复杂、成本高。而DD-OOFDM系统[4]结构简单、成本低，接收端仅有一个平方率光电二极管(PD)，且无须对频率和相位偏移进行估计。因此，DD-OOFDM技术受到了科研人员的关注，但其有限的接收机灵敏度、色散容忍度和信号间拍频干扰(SSBI)引入的基带噪声等因素严重影响了系统性能。

将DD-OOFDM系统与单边带(SSB)调制结合起来可以有效克服双边带信号的色散衰落效应[5]，但DDSSB-OOFDM系统的固有特点决定了接收的 RFOFDM信号会受到SSBI的影响。由于SSBI的最高频率项是OOFDM边带里频率最高的子载波与频率最低的子载波拍频产生，SSBI所占带宽可看成是基带OFDM信号的带宽WS。因此，当光载波和OOFDM边带之间插入频率保护间隔 (GB)的带宽WG小于WS时，SSBI频谱会与RF-OFDM频谱发生重叠，且重叠部分无法滤除。为了避免SSBI，最直接的做法就是在光载波和OOFDM边带之间插入GB的带宽WG大于或等于WS，但这同时也降低了DD-OOFDM系统的频谱效率，增加了对收发机的带宽负担和设备成本[7]。研究人员提出了很多方案来降低SSBI对DD-OOFDM系统性能的恶化[8～10]。本文基于新型平衡探测器[11]提出了一种结构相对简单、频谱效率高的信号间拍频干扰消除接收机(BICR)，并基于40Gb/s 16-QAM的SSBOOFDM信号建立了理论分析模型和DD-OOFDM系统仿真链路。

1　理论分析

本文基于新型平衡探测器提出了一种高频谱效率的BICR结构，仅由1个光梳状滤波器(IL)、1个2×2光耦合器(OC)、2个PD和1个减法器构成。通常，接收端输入的SSB-OOFDM信号可以表示为：

其中，EO和 fo分别是光载波的幅度和频率；ES是OOFDM边带的幅度；N是基带OFDM信号子载波的数目；cni是调制在第n个子载波上的第i个OFDM符号，-N/2≤n＜N/2；Π (t)是序列脉冲函数；T是一个OFDM符号周期；fRF是RF-OFDM信号的频率；fn=n/T是基带OFDM信号第n个子载波的频率。若基带OFDM信号的带宽为WS=N/T，则GB的带宽可以表示为WG=fRF-WS/2。用E(t)=EO(t)+ES(t)表示SSB-OOFDM信号，输入的SSB-OOFDM信号首先被IL分离成光载波EO(t)和OOFDM边带ES(t)两个光频成分，然后这两个光频成分分别作为上、下支路输入到2×2 OC中。此时，SSB-OOFDM信号E(t)可以用矩阵形式表示为：

在理想情况下，3dB 2×2 OC的转移函数T可以表示为：

用Eout1(t)和Eout2(t)分别表示2×2 OC上、下支路的输出光电场，则有：

光载波EO(t)和OOFDM边带ES(t)经过2×2 OC的耦合后，输出的光信号被2个PD组成的新型平衡探测器接收，探测到的光电流为：

式（5）中，μ是PD的灵敏度；Iout1(t)和Iout2(t)均由三部分组成，第一项为光载波与光载波自身拍频产生的直流分量，第三项为光载波与OOFDM边带拍频产生的RF-OFDM信号分量，而第二项为OOFDM边带各子载波之间相互拍频产生的二阶非线性项，即SSBI分量。将Iout1(t)和Iout2(t)相减，得到的光电流I(t)为：

从式（6）可以看出，上、下支路的直流分量和SSBI分量被相互抵消，仅剩下所需的RF-OFDM信号分量且幅度大小变成原来的两倍，光载波和OOFDM边带之间将不需要插入GB来避免SSBI与RF-OFDM的频谱重叠，频谱效率也将比传统的DD-OOFDM系统提高一倍。因此，本文提出的BICR不仅结构相对简单，而且能够有效消除SSBI，大大提高传统DDOOFDM系统的频谱效率，对研究性能更加良好的DD-OOFDM系统具有重要意义。

2　仿真结果及分析

本文利用仿真软件Optisystem7.0和MATLAB的混合平台，搭建了基于新型BICR的40Gb/s 16-QAM的DD-SSB-OOFDM仿真系统，其链路框图如图1所示。

在发射端，由基带OFDM调制模块产生40Gb/s的16-QAM基带OFDM信号经数模转换(DAC)后，I、Q两路信号通过I/Q调制器与射频本振混频，频率上变换为RF-OFDM信号，其中心频率为10GHz的频谱图如图2(a)所示。将激光器输出的中心波长为193.1THz、线宽为1MHz的连续光波作为光载波，并注入到马赫-曾德尔调制器中，频谱图如图2(b)所示。当RF-OFDM信号的调制电压被偏置在0.5Vπ（Vπ是半波电压）时，可有效抑制二阶边带以及更高阶的边带。经过光带通滤波器滤除负一阶边带，同时降低其它阶边带的干扰，仅留下光载波和正一阶边带。图2(c)是GB为5GHz、光功率为3dBm的SSB-OOFDM信号的频谱图。从频谱图可以明显看出，SSB-OOFDM信号功率主要集中在光载波和OOFDM一阶边带上，与一阶边带的信号功率相比，其它边带的功率抑制比大于20dB，可以忽略不计。

图1　基于新型BICR的DD-SSB-OOFDM仿真系统链路框图

在接收端，SSB-OOFDM信号经过BICR探测得到RF-OFDM信号，其频谱图如图2(d)所示。在BICR中，SSB-OOFDM信号被带宽为25/50GHz的光IL分离成光载波和OOFDM边带，经过3dB 2×2 OC被重新组合成两个新的SSB-OOFDM信号，通过灵敏度均为1mA/mW的平衡探测PD进行光电转换，产生的两个光电流在减法器中经过相减运算除去SSBI分量，再通过一系列与产生OFDM信号相反的解调步骤，恢复出二进制数据信号。基于该仿真平台，传统DD接收机探测到的RF-OFDM信号的频谱图如图2(e)所示。对比图2(d)和图2(e)发现，BICR探测到的光电流中SSBI和直流分量基本被消除，仅留下所需的RF-OFDM信号分量；而传统DD接收机探测到的光电流中SSBI无法消除，并且与RF-OFDM频谱重叠。

为了验证BICR提高系统频谱效率的性能，在背靠背(BTB)情况下，分析了SSBOOFDM信号在不同GB下的误差矢量幅度(EVM)曲线图，如图3所示。从图3中可以看出，对于传统DD接收机，随着GB的减小，EVM值逐渐增加，系统性能不断下降；仅当GB等于RFOFDM信号的带宽10GHz时，传统DD接收机才能达到与BICR相似的性能。而对于BICR，随着GB的减小，EVM值变化缓慢且都低于FEC上限值16.3%，仅当GB为1GHz时，EVM值有相对明显地增大。这是因为受滤波性能的限制IL不能将光载波和OOFDM边带完美的分离，仍需在光载波和OOFDM边带之间插入GB来避免残留的少量SSBI与RF-OFDM的频谱重叠。但与传统的DD接收机相比，基于BICR的DDOFDM系统所需GB的带宽远远小于基带OFDM信号的带宽。在不影响系统性能的前提下，基于BICR的DD-SSB-OOFDM系统中GB的带宽可以从10GHz减小到1GHz，这样不仅能够降低对收发端电子器件的带宽负担和设备成本，而且还能大大提高系统的频谱效率。

为了验证BICR在光纤链路中的传输性能，分析了SSB-OOFDM信号在传输不同光纤长度下的EVM曲线图，如图4所示。从图4中可以看出，对于GB为2GHz的BICR和GB为10GHz的传统DD接收机系统，两者EVM曲线的变化趋势基本一致，即随着光纤长度的增加，当光纤长度小于120km时，EVM值幅度变化平稳，趋近于9%；当光纤长度大于120km且小于160km时，EVM值上升较为缓慢；当光纤长度大于160km时，EVM值急剧上升，系统性能急剧下降。这是因为随着光纤长度的增长，SSB-OOFDM信号的循环前缀不再能有效地抵制光纤色散和非线性效应，SSBOOFDM信号的衰落效应严重，系统性能急剧下降。但在分别经过200km和240km光纤传输后，BICR的EVM值分别为15.7%和34%，而传统DD接收机的EVM值分别为25.8%和70%。这是由于GB越大，光纤色散和非线性效应对SSB-OOFDM信号造成的衰落效应越严重。因此，在相同的光纤长度下，GB为2GHz的BICR比GB为10GHz的传统DD接收机系统有更高的频谱效率和更好传输性能。

图3　BICR和传统DD接收机在不同GB下的EVM曲线图

图4　BICR和传统DD接收机在不同光纤长度下的EVM曲线图

图5给出了在GB为2GHz的BICR和GB为10GHz的传统DD接收机系统中，SSB-OOFDM信号分别经过120km和200km光纤传输后的星座图。从图5(a)和图5(b)可以看出，经过120km光纤传输后，两者星座点都发生了类似程度的弥散；而从图5(c)和图5 (d)可以看出，经过200km光纤传输后，两者星座点的弥散程度都发生了进一步的扩张，但BICR中星座点的扩张程度相对更小。

图5　SSB-OOFDM信号分别经过120km和200km光纤传输后的星座图

3　结束语

本文提出了一种DD-SSB-OOFDM系统中高频谱效率的BICR结构，本BICR通过有效地消除SSBOOFDM信号在光电探测过程中产生的SSBI，从而减小传输信号的GB来提高系统频谱效率。基于40Gb/s 16-QAM的SSB-OOFDM信号，我们对本BICR进行了理论分析和链路仿真，通过与传统DD接收机对比，验证了我们提出的BICR消除SSBI的有效性，且在不影响系统性能的前提下，SSB-OOFDM信号中GB的带宽可以从10GHz减小到1GHz，大大提高了DDOOFDM系统的频谱效率。

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High spectrum-efficiency BICR for the DD-OOFDM system

ZHANG Sen，GUO Juan
（Xi'an University of Posts and Telecommunications，College of Communication and Information Technology，Xi'an 710121，China）

A new beat interference cancellation receiver(BICR)for single-sideband optical orthogonal frequency division multiplexing(SSB-OOFDM)signals is proposed,which improves the spectral efficiency by reducing the guard band(GB)between the optical carrier and the OOFDM signal while mitigating signal-signal beat interference(SSBI)during the opto-electrical conversion of the SSB-OOFDM signal.The BICR structure is relatively simple using only an optical interleaver,a 2×2 optical coupler and a balanced detector.A system simulation for the 40Gbit/s 16-QAM SSB-OOFDM signals with the reduced GB is carried out to prove the feasibility of the new BICR.The simulation results show that the proposed method has a better performance to suppress SSBI and a higher SE thanthe conventional direct-detection(DD)receiver with reduced GB.

beat interference cancellation receiver,DD-SSB-OOFDM system,guard band

TN248

A

1002-5561（2016）05-0039-04

10.13921/j.cnki.issn1002-5561.2016.05.012

2015-12-08。

陕西省国际科技合作项目（2014KW02-02）资助；陕西省工业攻关项目（2014K09-14）资助。

张森（1990-），男，硕士研究生，主要从事宽带通信网的研究。