反激变换器电流尖峰分析*

刘帅刚　聂　彦　冯则坤

(华中科技大学光学与电子信息学院　武汉　430074)



反激变换器电流尖峰分析*

刘帅刚聂彦冯则坤

(华中科技大学光学与电子信息学院武汉430074)

摘要反激变换器工作在高频开关状态，其开关管在开通瞬间存在较大的电流尖峰，这不仅增加了开关管的电流应力，而且降低了电路的可靠性。通过建立等效电路模型进行仿真，详细分析了影响电流尖峰的几个重要因素，并提出了相应的抑制措施，为反激变换器的可靠性设计提供了参考。

关键词反激变换器; 电流尖峰; 可靠性

Class NumberTM46

1引言

反激变换器是开关电源的重要组成部分。近年来，随着开关电源的小型化、高频化进程，电路杂散参数及器件的非理想特性等因素对电源性能产生了很大影响[1～3]，如开关管工作过程中的电压、电流尖峰，严重降低了电路的可靠性。文献[4～6]提出了两种变压器高频模型，并分析了变压器分布电容对反激变换器的影响；文献[7～10]提出了几种功率MOS管模型，且分析了寄生参数对开关管关断时刻的影响。但是，这些研究工作均没有同时考虑变压器和功率MOS管多种寄生参数对开关管开通瞬间电流尖峰的影响。本文通过建立电流尖峰分析的等效电路模型，运用Saber仿真软件，详细讨论了影响反激变换器电流尖峰的几个因素，得到了一些有用的结论，并提出了有效的抑制措施。

2电流尖峰的影响因素

2.1等效电路模型

图1为电流尖峰分析的等效电路模型。

图1　电流尖峰分析等效模型

其中，Llk、Lp、Cp分别为变压器原边的漏感、激磁电感和分布电容，Cgd与Cds分别为开关管栅漏极和漏源极寄生电容；Lz为原边回路的杂散电感；Vg与Rd分别为驱动信号和驱动电阻；N为变压器匝比，VD为副边整流二极管。

2.2影响因素分析

图2是连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)下，开关管VS工作在截止、开通、导通、关断四个阶段的等效电路，其中Rds为VS的通态电阻。

图2　开关管各工作阶段等效电路

1) 截止阶段:当VS截止时，副边VD导通，变压器去磁，此时Cp电压被副边箝位在(NUo)，极性上负下正；VS截止期间，Cds被充电至(Vin+NUo)，极性上正下负；此间，Cgd也被充电，电压极性左负右正。

2) 开通阶段:当VS开通时，副边线圈电压不再被箝位至Uo，原边Cp上电压也不再被箝位，Cp通过Lz，VS，Uin谐振放电，形成流过VS的电流尖峰；同时副边VD开始反向关断，形成反向恢复电流ir，ir经变压器耦合到原边，也形成流过原边电感，VS，Uin的电流尖峰；VS开通阶段，Cds经过VS放电，形成流过VS的电流尖峰；同时Cgd经过VS，Vg，Rd放电，也形成流过VS的电流尖峰。

3) 导通阶段:当VS导通时，副边VD截止，Cp被充电至Uin，极性上正下负。导通期间，Lp被激磁，储存能量。

4) 关断阶段:当VS关断时，Lp，Llk分别与Cds谐振，Cds被充电。之后副边VD开始导通，Cp电压被副边箝位，极性上负下正，电路进入截止阶段，开始下一周期的工作。

若电路工作在断续模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)时，VS导通、关断阶段分析与CCM模式类似。截止期间因为副边去磁完成，VD截止，所以开通阶段没有反向恢复电流耦合到原边形成流经VS的电流尖峰。

3电流尖峰的仿真结果与讨论

在Saber Sketch仿真环境下，对图1所示的电路模型进行仿真。其中输入电压为24V，输出电压为5V(2A)；驱动信号幅值为16V，频率为200KHz，占空比为0.4，上升沿为40ns；电路工作在CCM模式下。

图3是当VD，Cds及驱动信号不变时，流经VS的电流尖峰在两个不同Cp典型值下的仿真结果。图4是电流尖峰随原边分布电容的变化曲线。当VS开通阶段时，Cp通过Lz谐振放电，且Cp越大，VS截止阶段其储存的能量就越大，开关管开通阶段谐振的能量也越大，最后导致电路越大的电流尖峰。因此，在电路优化时，改善电流尖峰的重要原则就是选择较小的原边分布电容Cp。

图4　电流尖峰随Cp变化曲线

在变压器的设计中，原边分布电容Cp的大小与原边线圈的绕制方法有关。因此，为抑制电流尖峰，要尽可能选择分布电容小的绕制方法。2层线圈有C型、Z型、两段式、累进式等四种典型绕法，且分布电容由大到小，因此采用累进式绕法引起的电流尖峰相对较小[6]；三层线圈有C型、Z型、多段式等三种典型绕法，其分布电容依次减小，故采用多段式绕法引起的电流尖峰相对较小[11～12]。

图5是Cds，Cp及驱动信号不变时，电流尖峰随VD反向恢复特性的变化曲线。仿真过程中，将电容和理想二极管并联，通过改变并联电容值，模拟二极管截止前的放电特性。若电路工作在CCM模式下，当VS开通阶段时，VD开始反向关断，其反向电流ir耦合到原边，流经原边电感、VS、Uin形成电流回路。并且VD的反向恢复时间越长，耦合到原边的电流就越大，从而导致电路出现更大的电流尖峰。因此，在电路优化时，抑制电流尖峰的重要措施就是选择反向恢复时间小的二极管。

图5　电流尖峰随VD特性变化曲线

图6是Cp，VD及驱动信号不变时，电流尖峰随Cds的变化曲线。当VS截止期间，Cds被充电，且Cds越大，截止期间储存的能量越大。从而，当VS导通时，Cds通过VS放电形成的电流尖峰就越大，最终使电路出现更加尖锐的电流尖峰。因此，在电路优化时，避免出现过大电流尖峰的另一个重要方法是，在同等条件下，尽可能选择Cds较小的开关管。

图6　电流尖峰随Cds变化曲线

图7是Cp、VD及Cds不变时，电流尖峰随驱动信号特性的变化曲线。当VS工作在截止期间，Cgd被充电；而在VS导通时，Cgd将通过VS，Vg形成放电回路，故驱动电路的特性会影响其放电过程。所以，在反激变换器设计中，开关管选定后，若驱动信号的幅值相同，其上升沿时间越长，放电形成的电流尖峰将越大。因此，在电路优化时，选择较小上升沿的驱动信号也是抑制电流尖峰的一种方式。

图7　电流尖峰随驱动信号Vg变化曲线

进一步分析上述的电路仿真结果，可以发现:原边分布电容Cp，二极管VD的反向恢复时间，以及开关管漏源极寄生电容和驱动信号特性对电流尖峰的影响是不同的。Cp与VD对电流尖峰的影响较大，而Cds和驱动信号的上升沿对电流尖峰的影响相对较小。因此，在反激变换器设计中，若选用分布电容较小的变压器线圈绕法，同时采用反向恢复时间短的整流二极管，再通过选择漏源极寄生电容小的开关管，以及上升沿小的驱动信号，将能有效抑制电流尖峰，减小开关管的电流应力，降低功耗，从而极大地改善电路特性。

4结语

本文通过对电路的等效模型进行模拟仿真，详细分析了影响电流尖峰的几个重要因素。仿真结果表明，影响反激变换器开关管开通瞬间电流尖峰的因素有变压器原边的分布电容，副边整流二极管的反向恢复时间以及开关管的漏源极寄生电容和驱动电路的特性。最后，本文针对影响电流尖峰的几个重要因素，提出了一些有效的电路优化措施。

参 考 文 献

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Analysis of Current Spike in Flyback Converter

LIU ShuaigangNIE YanFENG Zekun

(School of Optical and Electronic Information, Huazhong University of Science and Technology, Wuhan430074)

AbstractWhen the flyback converter is operating in high switching mode, high current spike will appear at the turn-on moment of the switch, which increases the current stress of the switch and reduces the reliability of the circuit. The equivalent circuit model is presented and simulation results show the main influencing factors of the current spike. Based on comprehensive analysis of those factors, suppression methods are put forward. This work provides a reference of the reliability design in the flyback converter.

Key Wordsflyback converter, current spike, reliability

* 收稿日期：2015年11月12日,修回日期：2015年12月13日

作者简介：刘帅刚，男，硕士研究生，研究方向：开关电源。聂彦，女，博士，教授，研究方向：微波磁性功能材料及其应用技术。冯则坤，男，博士，教授，研究方向：磁性材料与器件、磁应用技术。

中图分类号TM46

DOI：10.3969/j.issn.1672-9730.2016.05.041