无刷电动舵机功率驱动电路发热特性分析

高智刚, 李朋, 周军, 邓涛

(西北工业大学 精确制导与控制研究所, 陕西 西安　710072)



无刷电动舵机功率驱动电路发热特性分析

高智刚, 李朋, 周军, 邓涛

(西北工业大学 精确制导与控制研究所, 陕西 西安710072)

摘要：针对小型大功率无刷电动舵机由于大电流、高功率密度引起的散热困难问题，开展其功率驱动电路发热特性研究。根据所使用的H-PWM-L-ON型半桥调制模式，分析了IGBT三相桥式功率逆变电路的功率损耗，基于RC热网络模型方法建立了该电路的热传导模型，并使用英飞凌FS50R06W1E3型功率模块开展了功率驱动电路发热特性仿真分析和实验验证。结果表明，所给出的功率驱动电路功率损耗分析结果合理可信，通过该热传导模型可有效计算功率器件工作温度。在无刷电动舵机设计过程中，可使用此方法进行功率器件工作温度计算，在确保低于最高工作结温的情况下提高可用输出功率。

关键词：无刷电动舵机；功率损耗；发热特性；热传导模型

电动舵机系统是飞行器飞行控制系统的输出执行机构，其作用是操纵飞行器舵面按照飞行控制指令进行偏转，改变作用在舵面上的气动力矩，实现飞行器在空间中受力大小和方向的调节。由于无刷直流电机具有功率密度大、效率高、调速平滑、调速范围广、过载能力强等优点，还可以实现频繁的无级快速启动、制动和反转，因此在电动舵机系统中得到了广泛应用。随着高速飞行器的快速发展，对电动舵机系统提出了更高要求，促使其向着大功率小体积、高负载高性能的方向发展。作为电动舵机系统中的核心部件，无刷直流电机及其功率驱动电路也面临着输入输出功率不断增大，体积重量严格约束的要求。无刷直流电机功率驱动电路中的功率开关器件IGBT(insulated gate bipolar transistor)工作在大电流且高频开关状态下，同时受体积重量约束无法充分散热。而过热一直是影响功率器件性能、最大可输出功率和可靠性的重要因素，容易出现因结温过高造成的功率器件损坏。因此，需要分析无刷电动舵机功率驱动电路的功率损耗与发热特性，计算其发热功率和最高结温，实现以下目的：

1) 确保IGBT工作在最高允许结温以下，提高功率驱动电路可靠性；

2) 在保证系统可靠性基础上尽量提高实际工作结温，提高可用输出功率；

3) 校验电动舵机系统功率驱动电路的散热器设计是否合理。

1无刷电动舵机功率驱动电路

无刷电动舵机的电能-机械能转换装置采用的是无刷直流电机，该型电机驱动系统由无刷直流电机本体、转子位置传感器、逻辑控制单元、栅极驱动电路和功率逆变电路组成，其基本结构如图1所示。

图1　无刷直流电机驱动系统基本结构

无刷直流电机使用电子换向开关和转子位置传感器代替了有刷直流电机的机械换向装置，根据转子磁极位置将直流电源功率以一定逻辑关系分配给各相绕组，从而产生持续不断的电磁转矩。

其功率逆变电路是由可控关断的功率半导体器件组成的全控型三相桥单元，对于两相导通星形三相六状态方式工作的无刷直流电机，在一个周期内每个功率器件导通120°电角度，每隔60°有一个功率器件发生切换。本系统采用H-PWM-L-ON型半桥调制方式，即在各自120°导通区间内，上半桥臂进行PWM调制，下半桥臂恒导通。

图2给出了同一桥臂上2只IGBT和续流二极管的工作情况(各器件编号同图1)。当IGBT1导通时，电流流过IGBT1进入电机两相绕阻构成回路；当IGBT1关断瞬间，由于电机绕组为感性负载产生了较大的感生电动势，该反向电动势使VD2导通并流过电流。因功率管IGBT1处于调制状态，故VD2也为高频工作状态，二者共同导通一个导通周期。而当IGBT2作为下半桥臂恒导通时，VD1只在IGBT2关断瞬间工作，产生一个脉冲电流。

图2　IGBT1/VD2/IGBT2/VD1电流仿真波形

2功率驱动电路功率损耗分析

在无刷直流电机的功率驱动电路中，IGBT及续流二极管以高速开关方式工作，由于这些功率器件均存在导通电阻，故不可避免地存在导通功率损耗和开关功率损耗，这些功耗通常都以大量热的形式向外散发。

由于IGBT管芯不是一个理想开关，体现在：①IGBT在导通时有饱和压降VCE(sat);②IGBT在开关时有开关能耗Eon和Eoff。其中VCE(sat)引发导通损耗,Eon和Eoff造成开关损耗,2种损耗之和等于IGBT总损耗。

续流二极管也存在两方面损耗,表现在:①续流过程中有正向导通压降VF;②反向恢复过程中有反向恢复能耗Erec。其中VF造成导通损耗,Erec引起开关损耗,两者之和等于续流二极管总损耗。

三相无刷电机系统中功率逆变电路拓扑结构和负载均为对称结构,各相IGBT和续流二极管的电压和电流波形相似。因此,先以其中一个桥臂为例进行IGBT和续流二极管的功率损耗计算,再计算整个功率逆变电路的总功耗。

2.1导通损耗

导通损耗指IGBT在导通过程中由于存在饱和压降和导通电阻而产生的静态损耗。由IGBT的典型输出特性曲线可知,导通压降VCE(sat)可用门槛压降叠加电阻电压的方法进行线性化,表示为

(1)

式中,VCE0为门槛电压,由内部P-N结形成;RCE为通态导通电阻;ICN为额定电流(Tvj=25 ℃);VCEN为额定电流下的额定电压降。

同时,IGBT和续流二极管的饱和压降不仅受电流影响,还与芯片结温有关。考虑结温的影响,假设门槛电压和通态电阻会随着温度升高而近似呈线性化变化[1-4]。集电极-发射极电压VCE与集电极电流IC的关系可近似用如下线性关系描述

(2)

式中,VCE0,25℃为25℃时的额定通态导通压降;RCE,25℃为25℃时的额定导通电阻;Tj-Tr为IGBT实际结温;Kv-Tj和Kr-Tj分别为温度对IGBT导通开启压降和通态电阻的影响系数。

同理,对快恢复二极管也有

(3)

对于如图1所示的无刷直流电机驱动系统,1个电周期的6个状态中每个IGBT有2个状态处于导通状态。设电周期为T,上管调制占空比为δ,则每个IGBT在1个周期内的导通时间为

(4)

式中,负载电流IC流过IGBT1的时间为δ·Tcond,在剩下的(1-δ)·Tcond时间里流过续流二极管VD2。而对于不受调制的IGBT2和VD1来说,可以认为占空比δ=1。

可知,单个IGBT的通态损耗为

(5)

由于PWM调制频率很高且电机转速很高,在IGBT导通时间内IC(t)可以认为基本不变,因此上式可写为

(6)

则在无刷直流电机一个电周期中,单个IGBT的平均功率损耗为

(7)

由于IGBT1关断瞬间VD2立即工作,因此VD2也处于高频调制状态,同理一个受调制的续流二极管平均功率损耗为

(8)

由(2)式、(3)式、(7)式、(8)式可得IGBT和续流二极管的导通损耗为

(9)

(10)

综上可知,IGBT器件的导通损耗与开关频率无关,是关于集电极电流、占空比和结温的函数。在无刷直流电机实际工作中,可调占空比在(0,1)区间内变化,故功率驱动电路的功率损耗也随着控制指令变化而变化。

2.2开关损耗

2.2.1IGBT开关损耗

IGBT的开关损耗是指IGBT在开通与关断过渡过程中的功率损耗。随着开关频率的提高,开关损耗在整个器件功耗中所占比例也逐渐变大。获取开关损耗最精确的方法是测量开关过程中VCE和IC波形,对其进行时间积分。但积分方法对测量设备要求较高且计算量大,在实际工程应用中一般利用器件手册中相关数据进行开关损耗估算[5-6]。

考虑到实际工作状态和器件手册给出的参考测量状态之间关系,在一个电周期内IGBT的开关损耗可以表示为

(11)

式中,Eon和Eoff分别为给定测试条件下的单脉冲开通、关断损耗,fSW为IGBT的调制频率。

2.2.2FWD反向恢复损耗

对于快恢复二极管,由于存在较大的反向电压和瞬时反向恢复电流,故需要考虑单次反向恢复损耗Erec。在测试条件接近的情况下,Erec可近似的看作与IF和VF成正比,则有

(12)

2.3功率驱动电路总损耗

如图1所示功率逆变电路为6个IGBT功率管构成的三相桥式电路,由于采用上半桥调制方式,各相桥臂上只有1只功率管处于调制状态,同一桥臂上、下管发热不均衡。

对于各桥臂的上半桥臂而言,需要同时考虑被调制功率管的导通损耗和开关损耗,续流二极管在1个电周期内仅单次工作,其功率损耗可忽略不计,故有

(13)

由于下半桥臂功率管所并联的反向续流二极管也处于调制状态,故需要考虑其导通损耗和关断损耗。而下半桥臂功率管在其导通时间内恒导通,故仅需考虑其导通损耗(可认为占空比δ=1)。因此,各桥臂下半桥臂的功率损耗为

(14)

若功率逆变电路使用六单元IGBT模块,在模块内部封装有6个并列排布的IGBT和二极管芯片。因为各个芯片均置于同一块散热基板上,忽略各热源之间的热流耦合可把每个热源进行线性叠加,则整个模块的功耗为

Ptotal-module=3·(Ptotal-Tr1+Ptotal-Tr2+Ptotal-D2)

(15)

3功率驱动电路热传导模型建模

功率器件的功率损耗主要转变为器件自身发热量,器件有源区热量必然引起其相对于芯片其他部分和周围介质间的温度差,因此会产生从IGBT管芯/二极管→基板→散热器→外界环境的热传导。因此,需要建立IGBT功率器件热模型,分析确定在特定应用条件下功率器件的体内外温度,确保IGBT全程工作在最高允许结温以下,避免因散热不畅导致器件失效。由于本功率驱动电路工作时热对流和热辐射所占比重很小,因此本文仅考虑占主导作用的接触面热传导过程。

计算功率器件的热传导过程一般有3种方法[7]:解析模型法、数值模型法和等效阻容(RC)热网络模型法。其中RC热网络模型方法通过建立热传导系统的热阻模型,能快速计算模块损耗并进行实验验证,具有较好的热分析精度,同时还可避免复杂的网格划分和巨大的数值计算工作量。因此,本文采用RC热网络模型方法对无刷电动舵机功率驱动电路的热传导过程进行仿真研究。

与电阻类比,热阻(Rth)表示热量在传递路径上的阻力,即单位功耗引起的温升,其单位是℃/W,表达式为

(16)

式中,ΔT为两区域温度的变化量;Pc为产生温差所耗散的功率。

采用热阻等效电路的形式分析本功率驱动电路散热系统,将功率器件的损耗功率等效为电流源,热阻等效为电阻,热阻产生的温差等效为电压差,定义PTr、PD为IGBT和续流二极管的损耗,Tj-Tr、Tj-D为IGBT和续流二极管的结温,Tc、Ts、Ta分别为管壳、散热器表面和环境温度,Rθ(j-c)-Tr、Rθ(j-c)-D为IGBT和续流二极管的结-壳(junction-case)间热阻,Rθ(c-a)为管壳到环境(case-ambient)的热阻,Rθ(c-s)为管壳到散热器(case-heatsink)的热阻,Rθ(s-a)为散热器到环境(heatsink-ambient)的热阻,可获得等效电路如图3所示。

图3　功率驱动电路散热系统热阻等效电路图

由于Rθ(c-a)相对于Rθ(c-s)和Rθ(s-a)数值很大,因此Rθ(c-a)在与Rθ(c-s)和Rθ(s-a)并联时可忽略不计。则在一定工作条件下,当模块温度达到稳态时系统各部分的温度分别为

(17)

4发热模型仿真分析与实验测试

以英飞凌FS50R06W1E3六单元功率模块为对象进行仿真，仿真参数分别如表1和表2所示。器件工作电压为36.8 V，开关频率为20 kHz，导通占空比为0.6，采用自然冷却方式。

表1　FS50R06W1E3导通损耗和开关损耗参数

表2　功率驱动电路发热模型仿真参数

通过仿真计算可知达到热平衡后模块内部的损耗分布如图4所示。其中，IGBT开关损耗在总损耗中所占比例最大(47.63%)，原因是功率管处于高频开关状态(20 kHz)；而由于工作电流较小(约为额定电流的1/6)，故导通损耗略低(31.56%)。热平衡后温度分布为：散热器92.9℃，模块外壳103.4℃，结温139.8℃，结温低于模块允许的极限温度(175℃)。

图4　功率模块内部损耗分布

为了对仿真结果进行验证，对模块进行温升考核实验，分别采用红外热成像仪和模块内置的热敏电阻测量散热器表面温度和模块内部管芯基板温度。实测曲线如图5和图6所示。初始工作温度为室温(30.2 ℃)，连续工作360 s后达到热平衡状态，测得散热器表面和模块内部基板温度分别为91.9 ℃和102.9 ℃。

图5　功率模块温度变化曲线

图6　功率模块温升曲线

对仿真和实验结果进行进一步分析可知：随着工作时间的增加，模块温升逐渐减小，温度增加减慢，如果散热设计得当，最终将达到热平衡状态。反之，如果散热不良，模块随着热量积累导致过热损坏。因此，该模型还可用于完成对功率驱动电路散热系统的设计校核。

对于无刷电动舵机功率驱动电路来说，则必须要保证其在单次最大工作时间内(短时工作制)的温升小于允许值，在满足系统所需功率驱动能力的同时保证系统可靠性要求。

5结论

本文针对无刷电动舵机伺服系统体积小、功率密度大的特点，开展了无刷直流电机功率驱动电路的发热特性研究。首先，根据无刷电动舵机所采用的H-PWM-L-ON型半桥调制方式，分析了基于IGBT的三相桥式功率逆变电路功率损耗。在此基础上，按照RC热网络模型方法建立了该电路的热传导模型。最后，以英飞凌FS50R06W1E3型六单元功率模块为对象，开展了无刷电动舵机功率驱动电路发热特性的仿真分析和实验验证。

结果表明，本文给出的无刷电动舵机功率驱动电路功率损耗分析方法合理有效，利用所建立的热传导模型可有效计算各部位最高温度，达到尽量提高可用输出功率同时又确保功率驱动电路可靠工作的目的，并可完成对功率驱动电路散热系统的设计校验。

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Thermal Characteristics Analysis of Power Driver for Brushless Electromechanical Actuator

Gao Zhigang, Li Peng, Zhou Jun, Deng Tao

(Institute of Precision Guidance and Control, Northwestern Polytechnical University, Xi′an 710072, China)

Abstract:The thermal characteristics of power driver are developed for miniaturized brushless electromechanical actuator(EMA), which aims at solving its thermal cumulate problems caused by large current and high power density. On the basis of the semi-bridge modulation mode of H-PWM-L-ON, the power dissipation of three-phase bridge inverter circuit is analyzed; the thermal conduction model is built with the method of RC thermal network. The simulation and experiment results of Infineon IGBT-modules FS50R06W1E3 indicate that the conclusion of power dissipation is accurate and the thermal conduction model can compute the operating temperature of power device. The method can be used to evaluate the power driver of brushless EMA for estimating the operating temperature; this can avoid the temperature′s exceeding the maximum junction temperature while improving effective output power.

Keywords:actuators, brushless DC motor, computer simulation, efficiency, electric currents, electric inverters, energy dissipation, estimation, experiments, heat conduction, heat sinks, insulated gate bipolar transistors(IGBT), pulse width modulation, reliability, switching frequency, temperature, waveform analysis; brushless EMA, effective output power, H-PWM-L-ON, high power density, power dissipation, RC thermal network, thermal characteristics, thermal conduction model, three-phase bridge

中图分类号：V421.6+1

文献标志码：A

文章编号:1000-2758(2016)01-0153-06

作者简介：高智刚(1982—)，西北工业大学讲师，主要从事高性能电动伺服技术研究。

基金项目：中央高校基本科研业务费专项资金(3102015BJ(Ⅱ)CG010)资助

收稿日期：2015-09-26