基于移相控制技术的纳秒级高压窄脉冲电源研究

虞超群， 嵇保健， 孙 柯， 臧 鹏， 王若冰

(1. 南京工业大学电气工程与控制科学学院， 江苏 南京 211816； 2. 南京航空航天大学电子信息工程学院， 江苏 南京 210016)

基于移相控制技术的纳秒级高压窄脉冲电源研究

虞超群1， 嵇保健1， 孙 柯1， 臧 鹏2， 王若冰1

(1. 南京工业大学电气工程与控制科学学院， 江苏 南京 211816； 2. 南京航空航天大学电子信息工程学院， 江苏 南京 210016)

设计了一种基于移相控制充电电路的纳秒级高压窄脉冲50kV电源，与传统的变压器加全桥整流组合开环控制相比，本方案的优点是，不仅可实现对Marx电路进行恒压限流充电控制，而且可对高压窄脉冲的幅值和频率进行调节。为降低发生器在放电时对前级电路造成的影响，利用电感值较大的特制电感进行前后级隔离。实验结果和污染物处理数据表明，在输入电压500V、串联100级电路时可以产生50kV、上升沿宽90ns的高压窄脉冲，并对污染物有较好的处理效果。

移相控制； 纳秒级； 窄脉冲； 驱动隔离同步

1 引言

脉冲放电等离子技术在污染物处理、电力系统高压绝缘监测等领域得到了深入研究和广泛应用。但由于高压脉冲的测量和功率器件耐压值的限制，使得电压等级难以得到提升。近几年由于电力电子技术，特别是大功率的开关半导体技术的发展，高压脉冲技术已经开始应用于工业废水、废气的处理中。和传统的化学和生物处理方法相比，利用前沿陡峭、脉宽窄(纳秒级)的高压脉冲电晕放电产生大量的高能电子和O、OH等活性粒子来对有害物质进行氧化、降解处理更加环保和方便[1]。

高压窄脉冲电源系统前级利用移相控制充电电路作为Marx发生器的输入，和传统的整流滤波加变压器的组合作为输入相比，不仅具有充电电压可控、控制电路成熟和开关损耗低的优点，而且充电电压稳定，可对电容进行快速充电，进而可以提高脉冲频率，增强对污染物的处理效果；后级Marx电路则以导通损耗小、耐压值高的IGBT和寄生电感值小、储能密度大的电容作为其核心器件，与传统的气体开关相比，具有重复频率高、寿命长和稳定性高的优点[2]。本文根据以上理论设计的50kV高压脉冲电源采用IGBT作为主开关，并利用磁环将驱动信号进行高压隔离和同步。

2 高压直流窄脉冲电源系统设计

2.1 电源系统整体设计

高压直流窄脉冲电源功率电路包括前级充电电路和100级Marx电路。前级最大输出500V，高压窄脉冲输出50kV。目前很多DC/DC高压输出电源采用串联、并联和串并联谐振变换器实现，由于反应器工作过程处于两种不同的状态，所以当负载变化很大时电源输出的稳定性和可控性就是我们关注的焦点。基于移相控制技术的全桥ZVS PWM变换器是目前应用最广泛的拓扑之一，其前级DC/DC电源结合了并联谐振技术和移相控制技术，不仅固定了开关频率，利于元器件的设计和选择，而且通过谐振技术实现开关管的ZVS导通和关断，抑制了副边二极管的寄生振荡。后级采用100级Marx电路并联进行充放电，其中采用IGBT[3]作为主电路开关，并将驱动信号通过磁环进行隔离。整个高压电源系统组成如图1所示。

图1 高压电源系统框图Fig.1 High voltage power supply system

2.2 充电电路

在不改变全桥拓扑结构的基础上，通过移相控制方法实现充电电路开关管的零电压开关。在一般应用场合下，电源输出为LC滤波模式，所以两桥臂开关管实现ZVS相对容易[4,5]。充电电路结构如图2所示。全桥电路由超前桥臂和滞后桥臂组成，C1～C4分别为开关管的并联电容，Lr为变压器一次侧串联谐振电感；C5为变压器一次侧串联的隔直电容，用以防止高频变压器出现直流偏磁而使磁心饱和；D1、D2为二次侧全波整流二极管，Lf和C6分别为输出滤波电感和电容。超前桥臂与滞后桥臂间对管存在相位差，即移相角，通过控制移相角改变对管导通时间，以控制输出电压。

充电电路整个工作周期具有12个模态[6]，文献[6]有具体的工作模态和谐振过程，这里不再赘述。利用基于移相控制技术的全桥电路作为后级Marx电路输入的优点如下：

(1)文献[7]直接利用变压器加全桥整流，输出电压不可调；而该充电电路可以通过控制移相角来改变输出电压，且控制方式成熟可靠。

(2)充电电路桥臂开关管易实现ZVS，可降低整个电源系统工作的开关损耗,同时也为整个系统高频化和小型化提供条件。

(3)充电电路工作频率为83kHz，远大于脉冲放电频率；且对输出充电电压恒压限流控制，以保证充电电压的稳定，对电容快速充电。

基于移相控制的充电电路存在两个关键技术：占空比丢失和副边振荡。在滞后桥臂开关动作后，由于谐振电感的作用，电流不能突变，只能缓慢降低，而副边电流折算到原边的值小于原边电流，导致副边二极管全部导通，变压器副边电压为零，所以在这一段时间内副边无输出电压。这样在不改变变压器匝比的情况下，会降低充电电压范围，影响脉冲电压的幅值。在充电电路工作过程中，利用原边漏感和谐振电感来实现谐振开关，但副边二极管在关断时会产生较大的反向恢复电流，在关断的二极管两端造成较大的电压尖峰；副边二极管过高电压会造成不希望的EMI，从而也影响充电电压的稳定。可以选择开关速度快、柔性系数大的整流管，或者在原边加二极管钳位，当副边二极管电压过冲值大于原边电压在副边的折合值时，钳位二极管导通，振荡能量将减弱，以保证充电电压的稳定。

2.3 Marx级联电路设计

单级Marx充电电路由一个开关管、一个电容和两个电阻组成[8]，这里使用两个二极管代替隔离电阻，不仅有更好的隔离效果，而且在充放电过程中可以减少很多热损耗。图3为5级Marx电路图，每级电路采用IGBT来控制电容的充放电过程。相比较传统的气体开关，IGBT耐压耐流值高、导通损耗很低且寿命长。

图3 Marx发生器内部结构图Fig.3 Internal schematic diagram of Marx generator

2.3.1 Marx电路工作模态

电路充电状态如图4所示。Marx电路中IGBT断开，前级输出通过电感给并联的电容充电，使每个电容充电到Vin，图4中实线即充电回路。此处利用电感将前后级隔离，同时也起到限流作用。

图4 Marx发生器充电状态Fig.4 Charging state of Marx generator

电路放电状态如图5所示。在同步隔离驱动作用下，Marx电路中IGBT导通，所有电容串联对反应器放电，脉冲电压峰值即所有电容充电电压之和，放电回路图5中实线。当Marx电路其中有一级IGBT出现故障时，这级二极管可以将电容和IGBT短路[9]，不影响其他级电路，电源可以继续安全工作。

图5 Marx发生器放电状态Fig.5 Discharging condition of Marx generator

2.3.2 驱动电路设计

为避免高压窄脉冲对驱动信号产生干扰，对DSP产生驱动信号部分可进行密闭处理，产生的驱动信号再通过信号放大电路进行放大。同时为满足隔离要求，采用铁粉芯材料磁心作为多路输出驱动变压器对驱动信号进行隔离。具体框图如图6所示。

图6 驱动电路框图Fig.6 Drive circuit of high power supply system

2.4 参数设计

2.4.1 充电电路参数设计

充电电路参数如表1所示。充电电路功率器件包括开关管、变压器、隔直电容、谐振电感和整流二极管。由于MOSFET管具有较快的开关速度和较高的频率，这里根据最大输入电压310V计算，留足裕量，取额定电压为500V，根据输出功率计算额定电流，选择500V/8A的MOSFET管。

表1 参数指标Tab.1 Parameter design

变压器设计时，为了满足系统在最大条件下稳定工作，变压器匝比为1.7，选择原边电感量1.08mH，副边电感量3.2mH。由于电路存在偏磁问题，会造成磁心的饱和，所以隔直电容根据经验公式应尽可能选择高频交流电容，容值越小越好，根据式(1)计算隔直电容Cb[10]：

(1)

式中，Vobp=0.2Vin为隔直电容电压最大值；Ipomax为变压器原边电流最大值；Ton为最大占空比，取0.9。通过计算隔直电容取3μF。

谐振电感用来实现超前和滞后桥臂的软开关，超前桥臂ZVS比较容易实现，设计滞后桥臂ZVS时，由于谐振电感值越大谐振效果越好，但是同时也会导致副边出现占空比丢失的问题。为了实现超前桥臂的软开关，谐振电感值须满足式(2)：

(2)

式中，Lr为谐振电感值；ILr为超前桥臂谐振时原边电流值；Clead为参与谐振的超前桥臂电容量；Vi为直流输入电压值。ILr通过理论计算和仿真，结合实际调试经验取80μH。副边输出最大电压±600V，考虑到毛刺电压所以选择900V/10A的快恢复二极管DSEI90-10A作为副边整流二极管。

2.4.2 级联Marx电路设计

单级Marx电路充电电压0～500V，Marx发生器级联100级单元。考虑到充电电压裕量及经济性的要求，IGBT选择英飞凌公司的IHW30N90T,其额定漏源电压900V，最大导通电流90A。正常工作时二极管需承受500V电压，选择DESI90-10A二极管。

在移相全桥输出和Marx电路输入之间电感的电感量主要根据式(3)计算[11]：

(3)

式中，tc为电容充电时间；T为周期时间；L为电感值；Ceq为Marx发生器总充电电容。充电时间小于脉冲电压周期，所以最大电感值Lmax为：

(4)

式中，fmax为最大脉冲频率。

在Marx电路放电阶段，电感电流会有一个最大电流值，所以根据式(5)确定最小电感值Lmin：

(5)

式中，VLmax为电感电压最大值；ΔTmax为放电时间；ΔILmax为流过电感L的最大电流。因此，电感值的选取需同时满足式(4)和式(5)。

电容参数根据电容放电时间常数和脉冲宽度决定，根据式(6)和式(7)计算：

(6)

(7)

式中，Vo为脉冲电压幅值；Cn为每个电容的容值；τ为放电时间；ΔVd为高压脉冲最大降幅；ILoad为脉冲电压输出值最大时的负载电流；IL为电感电流。因此选用560nF/630V无极性电容。

3 仿真及实验结果分析

3.1 Saber仿真分析

利用saber仿真软件，对直流输入500V，级联4路Marx的情况进行仿真，具体电路如图5所示。当输入电压为500V时，四级Marx发生器的输出电压可达2kV，仿真结果波形如图7所示。可以看出，脉冲输出电压2kV的上升沿大概50ns。

图7 输入500V时输出脉冲仿真波形Fig.7 Simulated waveform of output pulse voltage of 500V input

3.2 实验结果分析

以污染物处理反应器作为负载，当前级DC/DC输出电压达到300V和500V时，100级Marx电路输出的脉冲电压波形如图8所示。峰值电压为30kV和50kV，上升沿实测90ns。在前级DC/DC输出电压500V时，桥臂驱动及IGBT两端电压波形如图9所示。可以看出充电电路实现了ZVS[12]。

图8 输出脉冲和充电电压实验波形Fig.8 Experimental waveforms of output pulse voltage and charging voltage

实验中以硝基苯(COD)污染物作为处理对象，当脉冲电压幅值50kV时分别进行流体原水700PPS和900PPS情况下的污染物处理实验，结果见表2。从实验数据可知，50kV脉冲时，污染物浓度越高，处理次数越多，COD去除率越高，效果越好。

图9 驱动电压和漏源电压波形Fig.9 Drive voltage and drain-source voltage

PH值水温/℃电导率/(s/m)COD含量/(mg/L)COD去除率(%)未处理前625360206-700PPS处理1次62437016619.42处理2次62438013833.01处理3次62439012340.29未处理前628370644-900PPS处理1次62940043532.40处理2次62941032050.28处理3次62942030951.96

4 结论

高压窄脉冲技术在环保应用和环境监测领域的应用前景广阔。本文将充电电路结合级联的Marx发生器，设计了一种幅值和频率可调的上升沿90ns、峰值电压50kV的高压窄脉冲电源。利用基于移相控制技术的充电电路作为Marx的输入，一方面固定了开关频率，方便功率器件的选型，另一方面利用谐振技术实现ZVS，不仅在充放电过程中充电电压保持稳定，而且降低了整个系统的开关损耗。本文的研究成果将为更高脉冲电压和数字显示控制的高压窄脉冲电源的研制奠定基础。

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Design of high voltage pulsed power generator based on technology of phase-shifted control

YU Chao-qun1, JI Bao-jian1, SUN Ke1, ZANG Peng2, WANG Ruo-bing1

(1. College of Electrical Engineering and Control Science, Nanjing TECH University, Nanjing 211816, China;2. College of Electronic and Information Engineering, Nanjing University of Aeronautics & Astronautics, Nanjing 210016, China)

This paper presents a design of 50kV pulsed power generator based on technology of phase-shift with closed-loop control, which can make the pulse voltage with steep front and keep the direct voltage stability with no more burr voltage. Compared with the traditional design which is composed of transformer and full bridge rectifier with open-loop control, this kind of design can make the voltage and frequency variable. The whole power system based on phase-shift-bridge input is composed of 100 stages, and each stage consists of IGBT switch, fast recovery diode and capacitor. In charging process, each capacitor is charged through preceding stage circuit, and the switches close meanwhile. In discharging process, each capacitor is connected through switches, which improve the pulse voltage. Moreover, the inductor acts as an isolator between the DC input and the high voltage pulse output. The experimental results show that, when the input voltage is 500V, the proposed generator with series connected 100 Marx units can generate output pulse with 50kV-voltage and 90ns-rise time.

phase-shift; ns grade; narrow-pulse; synchronous and isolated drive signal

2016-01-15

江苏省自然科学青年基金项目(BK20140944)

虞超群(1991-)， 男， 江苏籍， 硕士研究生， 从事电力电子功率变换器、 新能源逆变器方面的研究； 嵇保健(1981-)， 男， 江苏籍， 讲师， 博士， 主要研究方向为电力电子技术及应用、 新能源并网技术。

TM832

A

1003-3076(2016)09-0055-05