反激变换器中RCD箝位电路的分析与设计

赵海伟，秦海鸿，朱梓悦

（南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室，南京210016）

引言

反激变换器具有宽范围电压输入、易于实现多路输出、体积小、成本低、可靠性高等特点，被广泛应用于中小功率场合，如电源适配器、模块电源等[1-2]。但是，由于变压器漏感的存在，反激变换器在开关管关断时，会产生很大的尖峰电压，使开关管漏源极两端承受较高的电压应力，甚至导致开关管被击穿[3-6]。为了确保反激变换器的安全可靠工作，需要减小变压器的漏感，或者设计合适的箝位电路吸收漏感中的能量。箝位电路一般分为有源型[7-8]和无源型[8-9]，其中无源箝位电路因不需控制和驱动电路而被广泛应用。RCD箝位电路作为一种无源损耗型箝位电路，因其结构简单、体积小、成本低而在实际工程中广泛应用[10-11]。

文献[12-13]分析了变压器寄生参数对变换器性能的影响，指出了变压器寄生参数的大小与绕组结构及绕组布局有很大关系，提出了优化绕制方法以及增大绕组宽度等措施，从而抑制漏感电压尖峰；文献[14-15]对反馈电压产生的回馈能耗进行分析，得出RCD箝位电路吸收的能量由原边漏感能量和副边反射电压产生的回馈能量构成；文献[16]建立了功率二极管模型，提出了二极管关断损耗和反向恢复电荷计算的分析方法。目前对RCD箝位电路的参数设计方法大多只考虑原边漏感及开关寄生电容，未考虑副边漏感及箝位二极管特性的影响，实验研究表明采用现有文献提供的RCD箝位电路参数设计方法，实测结果与理论计算仍存在一定差距。

为了更加准确地设计RCD箝位电路，针对反激变换器断续模式下的工作原理进行了详细分析。通过仿真和实验对修正后的设计方法进行了验证，对比分析了修正前和修正后的理论及实验结果。

1 RCD箝位电路的工作原理

带有RCD箝位电路的反激变换器基本电路及其工作波形如图1所示，图1（a）中电阻R、电容C和二极管D构成了箝位电路。为便于分析箝位电路工作过程，暂不考虑副边漏感和二极管特性的影响，变换器工作在电流断续模式时的工作波形如图1（b）所示。

图1 RCD箝位反激变换器Fig.1 Flyback converter with RCD clamp circuit

由图1（b）可见，断续模式下RCD箝位反激变换器在一个开关周期内工作过程可分成7个阶段，等效电路如图2所示。

（1）t0～t1阶段。 开关管 Q 导通，输入电压 Vin加在变压器原边，原边电流i1线性上升，励磁电感和漏感存储能量。直到t1时刻，开关管Q关断，i1增加到最大值Imp，此阶段一次侧的等效电路如图2（a）所示。

（2） t1～t2阶段。t1时刻开关管 Q 关断，励磁电感Lm和漏感Lp与寄生电容Cds谐振，由于励磁电感Lm较大而寄生电容Cds很小，可以看作是对寄生电容近似恒流充电 （i1=Imp不变），VDS快速上升，直到t2时刻，VDS上升到Vin+Vf（Vf为变压器副边电压折合到原边后的反射电压）。此阶段一次侧的等效电路如图2（b）所示，箝位电容C通过箝位电阻R释放能量。

（3） t2～t3阶段。 t2时刻，VDS上升到 Vin+Vf后，副边整流二极管Do开始导通，励磁电感向负载传输能量，励磁电感电压被反射电压箝位为Vf=nVo（n为变压器原副边匝比），此时漏感与寄生电容谐振，漏感电流向寄生电容Cds充电，直到t3时刻，VDS上升到Vin+VCL（VCL为箝位电容电压在一个周期内的最小值）。此阶段一次侧的等效电路如图2（c）所示，箝位电容C通过箝位电阻R释放能量。

t2～t3阶段持续时间为

t3时刻原边电流为

（4）t3～t4阶段。 t3时刻，VDS上升到 Vin+VcL，箝位二极管D导通，励磁电感和漏感被箝位电容电压箝位。由于箝位电容C远大于寄生电容Cds，可认为该阶段漏感与箝位电容谐振，漏感能量转移到箝位电容C中，t4时刻漏感电流减为0，箝位电容电压为VCH（VCH为箝位电容电压在一个周期内的最大值），该阶段结束。此阶段一次侧的等效电路如图2（d）所示。此阶段原边电流为

t3～t4阶段持续时间为

（5） t4～t5阶段。 t4时刻，二极管 D 关断，励磁电感继续向副边传递能量并被反射电压箝位。此时，寄生电容Cds向变压器原边漏感Lp放电而进行谐振，直到t5时刻，谐振结束，漏源极电压VDS稳定在Vin+Vf。此阶段一次侧的等效电路如图2（c）所示。

（6） t5～t6阶段。 t5时刻，谐振结束，励磁电感继续向副边传递能量直到t6时刻励磁电流为零而反射电压箝位消失，副边整流二极管关断。此阶段一次侧的等效电路如图2（e）所示。

（7）t6～t7阶段。t6时刻寄生电容向励磁电感Lm和漏感Lp放电而进行谐振。此阶段一次侧的等效电路如图 2（b）所示。

图2 RCD箝位电路各阶段工作过程Fig.2 Working process of RCD clamp circuit in different stages

2 RCD箝位电路设计

暂不考虑RCD箝位电路中二极管D的实际特性和副边漏感，RCD箝位电路参数的设计如下。

2.1 确定箝位电容电压VC

从断续模式下反激变换器一个周期内的7个工作阶段可见，开关管在一个周期内所承受的最大电压为Vin+VC，所以箝位电容电压的选取直接影响了开关管所承受电压应力的大小。为了保证开关管电压安全并使箝位电路吸收更少的能量，箝位电容电压VC的最小值应大于反射电压nVo，否则RCD箝位电路将成为负载较大的一路输出，导致变换器的效率降低。所以箝位电容电压VC应满足

式中：VDSS为开关管漏源极击穿电压；Vin_max为最大输入电压；VC_min和VC_max分别为VC的最小和最大电压。

由式（4）可知，VC越大箝位二极管D导通的时间越短，所吸收的反射电压的回馈能量就越小，故VC的取值越大反激变换器的效率就越高。在实际工程中，一般选取VC的最大值为

2.2 确定箝位电阻R

从图 1（b）可知，RCD 箝位电路只在 t3～t4阶段吸收漏感中能量，其余阶段箝位电容C通过R消耗能量。在不考虑箝位二极管实际特性的情况下，稳态时箝位电阻R消耗的能量等于箝位电路所吸收的能量。则在t3～t4期间，RCD电路在一个周期所吸收的能量为漏感中的能量和反射电压的回馈能量之和，故RCD电路吸收的功率PS为

箝位电阻R在一个周期内消耗的功率PLOSS为

则箝位电阻R为

由式（9）可得箝位电容电压VC为

2.3 确定箝位电容C

当输入电压不变时，箝位电容电压的最大值决定了开关管上的电压最大值。在实际选取中电容C的容值较大，其电压值VC仅在一个很小的范围内波动，可以认为在稳态时基本不变。箝位电容可根据纹波电压大小确定为

式中：Vpp为电容电压纹波；λ为电压纹波系数。

3 RCD参数修正

3.1 副边漏感的影响

在第1、第2节的分析中，忽略了副边漏感对RCD箝位电路的影响。当副边漏感较大时，其对开关管漏源极电压尖峰的影响是不可忽略的。考虑了副边漏感并将副边折合到原边后的反激变换等效电路如图3所示。

图3 考虑副边漏感的反激变换等效电路Fig.3 The equivalent circuit of Flyback converter with secondary leakage inductance

在t2～t4阶段，即从开关管两端电压为Vin+Vf开始到开关管两端电压为Vin+VCH这段时间，原副边电流满足等式

若不考虑原副边漏感，当开关管关断时，原边电流i1即刻降为0，激磁电感向负载供电；若只考虑原边漏感，当开关管关断时，原边漏感会即刻阻碍原边电流i1减小，故原边电流i1不会即刻降为0，原边电流i1需要续流回路而流经RCD箝位电路；若只考虑副边漏感，当开关管关断时，副边漏感会即刻阻碍副边电流i2增加，故原边电流i1不会即刻降为0，原边电流i1需要续流回路而流经RCD箝位电路。可见副边漏感与原边漏感一样，对RCD箝位电路有影响。若同时考虑原副边漏感，则可以得到等效的原边漏感为

将式（13）中的 LLP替换式（7）、式（9）、式（10）中的LP，则得到修正后的RCD电路设计参数为

3.2 RCD中二极管的影响

前面分析中忽略了二极管的实际特性，实际上二极管开关特性的好坏决定了RCD箝位电路的参数选取的合理性。

3.2.1 二极管正向恢复特性的影响

在RCD箝位电路二极管的正向导通过程中，一部分漏感电流会继续对寄生电容Cds充电，从而使Vds的电压大于Vin+VCH，出现一段电压尖峰Vxm，其大小与二极管的正向恢复过程有关。在正向恢复过程中二极管的损耗PDon为

式中：IF为二极管正向电流；VFR为二极管正向恢复最大电压；VF为二极管导通压降；tfr为二极管正向恢复时间。

3.2.2 二极管反向恢复特性的影响

由于反向恢复的存在，箝位电容会在反向恢复时间内向漏感放电，其中一部分能量消耗在二极管上，一部分消耗在线路中的寄生电阻上，从而使箝位电容电压降低。则二极管的反向恢复损耗PDoff为

式中，Qrr为二极管反向恢复电荷。二极管的导通损耗PDcond为

由于二极管的损耗是RCD箝位电路所吸收的能量的一部分，则第3节中箝位电阻R消耗的功率P′LOSS可修正为

考虑二极管的损耗，则RCD箝位电路中箝位电阻R可修正为

4 仿真和实验结果分析

制作了1台30 W反激变换器实验样机，对RCD箝位电路的参数设计方法进行仿真和实验验证。实验中箝位二极管D为新型SiC器件C3D01060，其损耗较小，故RCD参数设计时暂忽略其损耗。当输入电压为最大值350 V时，根据文中提出的设计方法，首先根据式 （5）确定箝位电容电压VC的范围为80～280 V，结合式（6）并考虑箝位二极管正向恢复特性的影响，取箝位电容电压VC为262 V；然后根据式（14）计算出箝位电阻R为56 kΩ，根据式（11）计算出箝位电容C为15 nF（纹波系数λ取为0.9%）。表1列出了RCD箝位的反激变换器的实验参数。

表1 实验参数Tab.1 Experimental parameters

4.1 仿真结果与分析

利用仿真软件Saber/Sketch，搭建一个30 W RCD箝位反激变换器仿真模型。箝位二极管D选为理想二极管，箝位电容电压选取为262 V，箝位电阻取56 kΩ，其他参数如表1所示。当输入电压Vin为最大值350 V时，仿真得到的箝位电容电压波形和开关管漏源极两端电压波形分别如图4和图5所示。

从图4可以看出，箝位电容电压的有效值约为261 V，略小于理论值262 V，说明了所提出的参数修正后的设计方法是可行的。另外箝位电容电压的峰峰值为Vpp=2.4 V≈λVC，这也和理论分析是一致的。从图5可以看出，开关管漏源极电压尖峰值为612 V，与理论值（Vin+VC）一致，开关管工作在正常电压范围，证明了修正设计方法是可行的。

图4 箝位电容电压波形Fig.4 Voltage waveform of the clamp capacitor

图5 开关管漏源极电压波形Fig.5 Drain-source voltage waveform of switch tube

4.2 实验结果与分析

4.2.1 RCD参数修正方法的验证

图6 为输入电压为其最大值350 V时，箝位电容电压波形和开关管漏源极电压波形。

按原有文献设计方法，当箝位电阻取56 kΩ时，根据式（14）得箝位电容电压为195 V。从图6可见箝位电容电压的有效值约为224 V，该值大于不考虑副边漏感时箝位电容电压值195 V，证明了在设计RCD参数时副边漏感不可忽略的。由于忽略了二极管的损耗等，其值小于修正后的理论值262 V。开关管漏源极电压尖峰约为624 V，其值小于开关管额定电压值，有效地保证了变换器的正常工作。

图6 箝位电容电压和开关管漏源极电压波形Fig.6 Voltage waveform of the clamp capacitor and drain-source of switch tube

为了进一步验证所提出的RCD参数修正设计方法的有效性和可行性，对RCD参数修正前后的实验结果进行对比。为了避免箝位电容电压过大造成开关管漏源极电压超过额定值，根据式（5）和式（6）设定箝位电容电压为203 V。RCD参数修正前，根据式（9）可得箝位电阻为60 kΩ，RCD参数修正后，由式（14）可得箝位电阻为28 kΩ，图7为RCD参数修正前后的箝位电容电压和开关管漏源极电压波形。

图7 RCD参数修正前后箝位电容电压和开关管漏源极电压波形Fig.7 The experimental waveforms comparison between before and after the RCD parameters modified

从图7可知，修正前箝位电容电压约为226 V，大于设定值203 V，可见按照原有设计方法选取参数时，由于忽略了副边漏感的影响，箝位电阻值选取偏大，从而造成箝位电容电压偏高，严重时可造成开关管过电压击穿，此时开关管漏源极电压尖峰已达到了630 V。修正后箝位电容电压约为182 V，其值稍小于设定值，当考虑箝位二极管的损耗后，修正后的箝位电容电压将更接近于设定值。

4.2.2 箝位二极管对RCD电路的影响

1）箝位二极管正向恢复特性的影响

以输入电压为200 V，箝位电容电压为224 V为例，二极管为C3D01060，开关管漏源极电压实验波形如图8所示。

图8 开关管漏源极电压Vds波形Fig.8 Drain-source voltage waveform of switch tube

从图8可以看出，开关管漏源极电压在开关管关断时，有一段由于二极管正向恢复而产生的电压尖峰，大小约为50 V。故设计RCD电路时，由正向恢复而产生的尖峰电压也是要考虑的，确保开关管有一定的电压裕量而不被击穿。

2）箝位二极管反向恢复特性的影响

在二极管的损耗中，由于反向恢复而引起的损耗占很大部分。实验利用红外热成像仪Fluke Ti32对3种具有不同反向恢复时间的二极管进行温度测试，环境温度为16.8℃，箝位电阻R取56 kΩ。表2为不同二极管下测得的箝位电容电压值和温升实验结果。

表2 不同二极管下RCD箝位电路的实验结果Tab.2 Experimental results of RCD clamp circuit using different diodes

根据式（14），不考虑二极管实际特性时，箝位电容电压VC的理论计算值为262 V。FR107的反向恢复时间最长，损耗最为严重，温升达到了54.2℃，此时箝位电容电压VC为134 V，远远小于理论计算值262 V，计算误差达到了48.9%。UF4007的反向恢复时间较FR107小很多，二极管损耗明显减小，二极管温升为32.4℃，箝位电容电压为166 V，计算误差为36.6%，理论计算值和实验值仍然相差很大。C3D01060为SiC二极管，几乎不考虑反向恢复特性，二极管损耗较小，温升只有14.2℃，此时箝位电容电压VC为224 V，计算误差仅为14.5%。可见二极管的反向恢复特性对箝位电容电压VC影响很大。所以在选择二极管时，应选择反向恢复时间较小的二极管，从而使理论计算值接近实验值。

4.2.3 参数修正后RCD对反激变换器效率的影响

以输入电压为200 V，满载时将箝位电容电压VC设定为262 V为例，RCD参数修正前后，分别根据式（9）、式（14）可得箝位电阻为 120 kΩ 和 56 kΩ。RCD参数修正前后，箝位二极管分别使用FR107、C3D01060。表3列出了不同负载下RCD参数修正前后RCD的损耗和反激变换器的效率η。

表3 RCD参数修正前后对比Tab.3 Experimental results comparison between before and after RCD parameters modified

从表3可以看出，RCD参数修正后，箝位电路的损耗减小，反激变换器的效率在不同的负载下均有明显提高，有效验证了RCD参数修正方法的正确性。

5 结论

（1）在反激变换器的开关管关断期间，副边漏感同原边漏感的作用一样，可表述为阻碍原边电流的减小，并据此得到了原边等效漏感的表达式；

（2）二极管的正向恢复特性致使开关管在关断时产生了电压尖峰Vxm，设定箝位电容电压时需考虑此电压尖峰裕量；同时二极管产生功率损耗，致使箝位电容电压降低，故在设计RCD电路参数时，还应考虑二极管的损耗；

（3）综合考虑副边漏感和二极管实际特性，给出了修正后RCD参数设计方法，并通过仿真和实验验证了其正确性。

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