基于DSP的高轻载效率数字DC/DC变换器*

史永胜，余 彬，王喜锋，许梦芸，张青风，王文静

(陕西科技大学电气与信息工程学院，西安710021)

SHI Yongsheng* ，YU Bin，WANGXifeng，XU Mengyun，ZHANGQingfeng，WANGWenjing

(College of Electric and Information Engineering，Shanxi University of Scienceand Technology，Xi’an 710021，China)

服务器作为数据处理的终端设备，需要有更高的可靠性和稳定性，因此为其供电的电源往往有多个，各个电源也经常处于轻载状态。这就要求服务器电源在重载和轻载状态下都应具有高可靠性和高效率，传统的模拟电源在满载时能高效工作，而在轻载时效率往往较低，很难保证最佳工作状态。传统的模拟方案为提高轻载效率，需要大规模改善或增加控制电路，增加了控制电路的复杂性，降低了电源的可靠性和稳定性［1－2］。文献［3－4］在全桥变换器中引入了并联型无源辅助电路，能减小占空比丢失和环流损耗，从而提高轻载效率，但是无源辅助电路的引入不仅使变换器的可靠性降低，也使其导通损耗增大，限制了变换器效率的进一步提升。文献［5］中引入辅助电路并通过检测负载电流来计算计算辅助开关管导通时间，能将辅助网络的导通损耗降到较低水平，但是辅助开关管的控制电路设计复杂，很难实现。近年来，数字电源集成度已达到很高水平，系统的复杂性并不随功能的增加而增加，外围器件很少。同时，数字电源还具有高灵活性、在线可编程能力以及更易于实现的非线性控制能力［6］。近年来数字IC的价格在稳步降低，采用数字控制方式设计的电源相比模拟电源具有更大优势［7］。

本文深入分析了该变换器的工作原理，重点研究了Burst模式及极轻载模式下如何提高轻载效率的问题，最后，利用TI高性能DSP芯片TMS320F28335设计一台400 V输入、12 V/50 A输出的高轻载效率数字DC/DC变换器，验证了理论分析的正确性。

1 工作原理

图1是本文所设计的基于TMS320F28335的高轻载效率的数字DC/DC变换器的硬件结构图。Q1、Q2、Q3、Q4是 4 个主功率开关管，SR1、SR2 为同步整流管，Ls为变压器漏感，T1是主变压器，L1、L2为同步整流电感，C1～C6分别为Q1～Q4以及SR1、SR2的寄生电容，D1～D6分别为Q1～Q4以及SR1、SR2的寄生二极管。

图1 数字DC/DC变换器硬件结构图

变换器工作时，Ls与主功率开关管Q1～Q4的相应寄生电容形成谐振回路，为Q1～Q4的开通和关断营造ZVS环境，从而减少主功率开关管的开关损耗和通态损耗，提高变换器的转换效率。通过控制全桥电路中对角开关管的重叠量(Q1和Q4、Q2和Q3的互通时间)，来控制能量的传输，从而调节输出。具体的，当负载处于重载状态(20% ～100%的额定负载)时，从图2可以看出Q1和Q4以及Q2和Q3重叠导通的时间较长，因此通过变压器T1可以向次级传输更多的能量;当负载处于轻载状态(5% ～20%的额定负载)时，从图3可以看出Q1和Q4以及Q2和Q3重叠导通的时间较短，因此通过变压器T1向次级传输的能量变少;当负载处于极轻载状态(0～5%的额定负载)时，从图4可以看出Q1和Q4以及Q2和Q3重叠导通的时间极短，因此通过变压器T1向次级传输的能量变的极少［8］。

图2 重载情况下开关管的驱动信号以及变压器T1初级侧电压的波形图

图3 轻载情况下开关管的驱动信号以及变压器T1初级侧电压的波形图

图4 极轻载情况下开关管的驱动信号以及变压器T1初级侧电压的波形图

图5 Burst模式控制波形图

本文重点研究移相全桥DC/DC变换器中轻载效率问题，在原有移相全桥的基础上加入轻载和极轻载两种模式，从而提高变换器的轻载效率。轻载时采用Burst模式控制，图5是Burst模式的工作原理图，其中Pro．是指主程序进入Burst模式;D是指全桥拓扑中对角开关管都导通时的占空比信号;PWM是指开关管的栅极驱动信号;Io是输出电流;Vout是输出电压，Vf作为Vout的参考。当检测到输出电流在额定电流的5% ～20%之间时，主程序进入Burst模式，此时占空比信号D处于D-on-limit和D-off-limit之间。在Burst模式下，当占空比上升到D-on-limit时，驱动主功率开关管以及同步整流管，当占空比下降到D-off-limit时，关闭主功率开关管以及同步整流管，输出电压依靠输出电容来维持，直到占空比再次上升到D-on-limit时，才再次驱动主功率开关管以及同步整流管，因此能较大的减少开关管的开关损耗和通态损耗，同时同步整流电感L1、L2以及变压器T1的磁芯损耗也大大降低［9］。另外，在Burst模式中，当检测到负载电流突然上升时，CUP会产生较大的占空比钳位信号，并保持一定时间，即t0～t1时间段，从而使得输入侧向输出侧传递较大的能量，当检测到负载电流一直处于满载或中载状态时，Burst模式结束，CUP产生正常的PWM驱动信号如图2所示。极轻载时，也即输出电流在额定电流的0～5%之间时，仅驱动主功率开关管，同步整流管处于关闭状态，整流过程由同步整流管的寄生二极管来完成，因此能大大的减少同步整流管的开关损耗和同步整流电感L1、L2以及变压器T1的磁芯损耗［10－11］。

2 系统设计

2．1 硬件设计

系统硬件结构如图1所示。通过采样电路以及AD转换器将三路信号(变压器初级侧电流Ip、输出电流Io以及输出电压Uo、)采样并送入DSP28335，其中DSP内部的INA1、INA3、INA5端口分别对Ip、Uo和Io采样。系统采用电压电流双闭环控制，输出移相 PWM驱动信号。DSP内部的 ePWM1A、ePWM1B、ePWM2A、ePWM2B端口输出死区固定、占空比大小固定的驱动信号，并实时改变移相角的大小，通过驱动电路来驱动主功率开关管Q1、Q3、Q2、Q4以稳定输出。同时，根据负载的情况，DSP内部的ePWM3A、ePWM4A端口输出相应的驱动信号，通过驱动电路来驱动同步整流管SR1和SR2。

本文所设计的变换器的系统参数如下:额定输出功率600W，输出电压12 V，输出电流50 A，开关频率200 kHz，变压器变比13∶1，整流电感 L1=L2=2 H，输入电容Cin=330 F，Co=6．6 mF。主功率开关管采用STP12NM50(550 V，12 A)，同 步 整 流 管 采 用FDP0323N08(75 V，120 A)，驱 动 芯 片 采用UCC27424DGN。

2．2 电压电流双闭环控制电路设计

为了提高系统的动态响应特性，本文设计的数字DC/DC变化器采用峰值电流模式控制，峰值电流模式控制是双环控制，其中电压环作为外环，电流环作为内环［12－13］，系统框图如图6所示。输出电压采样值Uout与电压基准值Uref比较生成误差电压信号Uerr，经过调节器Gv形成电压外环控制;电压外环输出作为电流内环基准值Iref，变压器初级侧电流Ip与该基准值相比较，经过调节器Gc形成电流内环，电流内环的输出即为有效占空比信号，根据有效占空比信号并由软件产生具有相移控制的各路PWM信号。

图6 双闭环峰值电流控制结构框图

本文设计的电压环和电流环控制都采用经典的PID控制，由于在数字控制系统中，使用的是数字PID控制器，需要对控制量进行离散化处理。常用的数字PID控制算法通常分为位置式PID控制算法和增量式PID控制算法。考虑到位置式PID控制算法与整个过去状态有关，计算式中要用到过去偏差的累加值，容易产生较大的累积计算误差［14－15］，因此本设计采用增量PID控制算法，其原理如下:对位置式PID控制算法取增量，即数字控制器输出的是相邻两次采样时刻所计算的位置值之差:

其中 A=Kp+Ki+Kd，B= － (Kp+2Kd)，C=Dd。

由上式可以看出它只需保持3个采样时刻的偏差值，有效减小了系统累积误差。系统软件通过对此增量进行控制，从而产生相应的占空比信号，完成对变换器的控制。

2．3 软件设计

本系统的软件部分主要由主程序、PID调节子程序、故障保护子程序和中断服务程序组成。

主程序流程图如图7所示，主要任务是完成系统的初始化工作，然后进入一个循环，对开关机进行判断、一般性故障处理以及等待中断发生［16］。初始化包括对常量、变量的初始化;EPWM模块初始化;定时器、比较器的初始化;AD模块初始化以及I/O口的初始化。初始化完成后，开启定时器1并等待中断。当定时器1的计数值和比较寄存器CMPR1的值相等时，输出PWM置位;同时启用AD中断，完成对变压器初级侧电流Ip、输出电流Io以及输出电压Uo的采样。在AD中断中通过调用程序完成对占空比的计算，从而动态调节各路PWM通道输出。另外，如果发生过压过流等严重故障，故障保护中断响应，屏蔽所有PWM输出并发出关机命令，从而对系统祈祷有效保护。

图7 主程序流程图

中断服务程序主要包括定时器1的比较中断、周期中断、故障中断以及AD中断等。在定时器1的比较中断程序中完成比较器CMPR1寄存器值的更新，当周期中断来临时，完成占空比信息的更新。AD中断程序流程图如图8所示，其主要任务是读取并保存采样结果，同时判断负载情况，根据负载情况调用不同的控制模式，然后结合PID控制算法计算出各通道PWM输出信号，进而调节输出［17－18］。

图8 AD中断程序流程图

本文设计的PID控制子程序，采用增量式控制算法，其程序流程图如图9，首先根据设置控制参数A、B、C以及偏差初值，再根据采样值计算当前偏差值e(k)，然后计算增量，利用这个增量调用占空比子程序计算电流环，最终把偏差量转化为占空比信息量。

图9 PID算法流程图

3 实验结果与讨论

为了验证本设计在轻载下仍具有高效率的特性，本文设计了一台基于DSP28335的移相全桥同步倍整流DC/DC变换器样机，该样机开关频率为200 kHz，输入电压为 380 VDC～420 VDC，输出电压为12 VDC，额定输出功率600 W。

实验表明，该变换器的4个全桥功率开关管在较大负载范围内，均能实现零电压开通和零电压关断，图10和图11是轻载时Q1的驱动波形图，其他开关管的驱动波形图有相似特征。从图中可以看出，轻载下变换器仍能实现ZVS。

图10 零电压关断

图12将本文提出的变换器与传统全桥变换器的整机效率作比较。可以看出，轻负载情况下，本文所设计的数字变换器效率远高于传统效率，在10%的额定负载下，该数字变换器仍能保持85%的转换效率，在小于5%的额定负载情况下，该变换器效率也高于70%，这是由于本数字变换器在原有移相全桥变换器的基础上加入了轻载Burst和极轻载两种模式，从而使本变换器在轻负载状态仍具有很高的效率。另外在重载情况下，该数字变换器效率最高能达到94%，也高于传统变换器效率，这是由于本样机采用数字控制方式，减少了外围控制器件的数量，减少了整机损耗所致。

图11 零电压开通

图12 整机变换器效率

4 结论

数字电源具有诸多优势，本文利用高性能的DSP设计了一款具有高轻载效率的数字DC/DC变换器，并研制了一台600 W数字DC/DC变换器样机，实验验证，数字电源在提高电源轻载效率以及系统可靠性等方面具有优良的特性。

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