一种输出匹配可调的、高线性度宽带功率放大器*

陈昌麟，张万荣*，赵飞义，卓汇涵，白 杨，江之韵，胡瑞心，陈 亮

(1．北京工业大学电子信息与控制工程学院，北京100124;2．泰山学院物理与电子工程学院，山东泰安271000)

CHEN Changlin1，ZHANGWanrong1* ，ZHAO Feiyi1，ZHUO Huihan1，BAI Yang1，JIANGZhiyun1，HU Ruixin1，CHEN Liang2

(1．College of Electronic Information and Control Engineering，Beijing University of Technology，Beijing 100124，China;2．College of physics and Electronic Engineering，Taishan University，Tai’an Shandong 271000，China)

近年来，随着无线通信技术朝着宽频带方向发展，人们对宽带功率放大器的设计提出了越来越严格的要求。功率放大器的线性度作为衡量电路输出与输入信号线性关系的物理量，人们希望所设计的功放电路拥有更高的线性输出功率，使其获得更大的动态范围［1－2］。但是，宽带功率放大器由于普遍受其自身直流工作点随输入功率变化而漂移的影响［3－5］，线性度参数被退化。此外，传统宽带功率放大器通常使用无源螺旋电感参与输出匹配，但当功放电路结构以及参数确定后，电路输出匹配值则不能再被调谐。然而，电路由于工艺偏差、封装寄生等因素，其输出匹配值会不可避免地退化，所以人们通常希望在电路结构和参数确定后，仍然能够对输出匹配参数进行调谐［6］。本文针对宽带功率放大器上述的两个缺陷，分别采用自适应偏置技术和有源电感进行改进。对于线性度参数因功放电路的直流工作点漂移而退化的缺点，本文将有源自适应偏置电路加到功率放大器的输出级上，有源自适应偏置电路通过向放大器输出级功放管注入附加电流，有效抑制了其直流工作点的漂移，从而大幅度提高了宽带功率放大器的线性度。针对功放电路输出匹配不可调谐的不足，本文设计并采用高Q有源电感替代了无源螺旋电感参与功率放大器的输出匹配，通过调谐有源电感的感值，实现了输出匹配可调谐，从而达到了优化宽带功率放大器整体性能的目的。论文安排如下:第1节为功率放大器直流工作点漂移现象及改善其漂移的有源自适应偏置电路，第2节为用于实现功率放大器输出匹配可调谐的有源电感的拓扑及分析，第3节为基于有源自适应偏置电路和有源电感的宽带功率放大器拓扑，第4节为整体电路的验证及仿真结果，最后为结论。

1 功率放大器直流工作点漂移现象及其改善

1．1 直流工作点漂移现象

传统功率放大器无源偏置拓扑如图1虚线框所示，其通过电阻R1和R2的分压为晶体管HBT0提供基极偏置。随着输入功率RFin逐渐增加，电阻R1上的压降逐渐增加，这使得HBT0的基极电位下降，导致基极－发射级电压VBE随输入功率上升而下降，使得晶体管HBT0的直流工作点漂移严重，如图2所示。

图1 传统无源偏置拓扑

图2 V BE－P in变化曲线

由于功率放大管直流工作点的漂移，晶体管跨导gm逐渐减小，导致放大器增益压缩和相位失真［7］，恶化了电路的线性度，使电路在较低输入功率水平下增益就会发生压缩现象(即线性度参数——输入、输出1 dB压缩点性能较差)。

本文通过采用自适应偏置技术，抑制VBE的漂移现象，最终达到优化功率放大器线性度的目的。

1．2 有源自适应偏置电路

本文提出的有源自适应偏置电路拓扑如图3虚线框所示，将其加在功率放大管HBT0的基极，用于给HBT0提供适当且稳定的偏置以抑制其基－射电压VBE随输入功率Pin升高而产生的漂移现象。随着Pin的增加，流过偏置电路中电阻R1的电流同时增加，通过电阻R1抬高晶体管Q1的基极电位，Q1集电极电流IC1随之上升。根据基尔霍夫电流定律，可以分别列出节点A和节点B的电流电压关系方程，经过整理后，可以分别得到晶体管Q2、Q3基极电压VB2、VB3表达式

由式(1)可知，随着Q1集电极电流IC1的上升，Q2基极电压VB2下降，集电极电流IC2随之下降。再由于电阻R4的分压作用，如式(2)所示，电流IC2的下降会使晶体管Q3的基极电压增大，集电极电流IC3也随之上升。可以看出，该有源自适应偏置电路产生了随Pin升高而增大的电流IC3，这股电流被注入到了功率放大管HBT0的基极，这样可以起到补偿HBT0基－射电压VBE随Pin上升而下降的作用。此外，电容C1为旁路电容，用于短路射频信号。电阻R5用于为晶体管Q2提供合理的偏置。

图3 有源自适应偏置电路拓扑

图4为分别采用有源自适应偏置和传统无源偏置功率放大管的VBE－Pin对比曲线。从图中不难看出，Pin在－30 dBm到－5 dBm范围内，使用传统无源偏置的功率放大管基－射电压VBE漂移值达到0．12 V。而采用有源自适应偏置的功率放大管在相同Pin范围内，VBE漂移值仅为0．008 V，有效地抑制了功率放大管直流工作点随输入功率变化而产生漂移的现象。

图4 有源自适应偏置电路与传统无源偏置电路V BE－P in曲线

对有源自适应偏置电路的稳定性进行验证，通过分析其小信号模型，可以得到传输函数的表达式:

式(3)中分母多项式系数分别为

式中gm代表晶体管的跨导，Cπ代表晶体管的基极－发射极电容。对式(3)的多项式分母进行求解，即得到有源自适应偏置电路的极点表达式:

由式(8)～式(10)不难看出，有源自适应偏置电路有3个极点，均存在于s域的左半平面，由此可以判定偏置电路系统是无条件稳定的。图5为有源自适应偏置电路的小信号增益和相位变化图。增益在相位变化到约为－120°时下降至0，相位裕度约为60°，仿真结果同样证明了该偏置电路系统是稳定的。

图5 有源自适应偏置电路增益和相位变化图

2 用于输出匹配的有源电感拓扑

无源螺旋电感往往被用于放大器输出匹配。但由于螺旋电感感值不可变，当使用螺旋电感参与宽带功率放大器的输出匹配时，输出匹配结果在电路结构和参数确定后则不能够再被调谐。所以，使用螺旋电感参与输出匹配的宽带功率放大器的输出匹配会不可避免的因为工艺偏差或封装寄生等因素而有所退化。为避免上述螺旋电感对功率放大器性能造成的影响，本文采用自主设计的有源电感参与输出匹配，通过调谐有源电感的电感值，实现输出匹配的调谐，可用于减缓输出匹配的退化。此外，螺旋电感存在寄生电阻大、品质因子Q低等缺陷，会使功率放大器本该传到输出端的功率部分被螺旋电感的寄生电阻消耗，严重影响功率放大器的输出功率和效率［8］。通过引入有源电感，可以同时弥补这些缺陷。

有源电感大多基于回转器原理，其由正负两个跨导放大器和并联电容构成［9－11］。图6为本文提出的参与功率放大器输出匹配的高Q有源电感拓扑。该有源电感为差分结构，从端口A和B向电路看进去，各自分别组成了A、B端口的单端有源电感，再通过背对背的连接方式，形成了该差分有源电感。其中，Qb1和Qb2为A端口有源电感提供负跨导，Qa2提供正跨导。类似地，Qa1和Qa2为B端口有源电感提供负跨导，Qb2提供正跨导。构成有源电感所需的电容由晶体管内寄生电容提供。由于该差分有源电感结构完全对称，对其中一单端有源电感进行分析，便可以得到影响该差分有源电感值L和Q值的因素。MOS管M1和M2提供电流源。

图6 高Q有源电感拓扑

分析从A端口看进去的单端有源电感，得到其等效电感值L和其电感串联电阻Rs

其中gm为晶体管的跨导，Cπ为晶体管的基－射结寄生电容。

由式(11)可以看出，影响端口A单端有源电感的因素为晶体管Qb2的基－射极电容和晶体管Qa1、Qa2的跨导。故通过调节图6所示有源电感中晶体管的尺寸和偏置值，可以改变晶体管的跨导，从而实现有源电感值的可调谐。更值得注意的是，式(12)所示的电感串联电阻Rs为负值，这意味着图6所示的有源电感拓扑自身产生了负阻值，该负阻值可以部分抵消电路中的寄生电阻，以获得更高的Q值。图7为该有源电感的Q值仿真结果，该值远大于无源电感的Q值。

图7 Q值仿真结果

在宽带功率放大器输出端采用上述有源电感参与匹配，一方面可以利用有源电感感值的可调性，实现功率放大器输出匹配的可调，该策略可以用于调整由于工艺偏差和封装寄生等因素造成的输出匹配退化，另一方面还可以减小电路输出功率在无源螺旋电感上造成的功率损失。

3 基于有源电感和有源自适应偏置电路的宽带功率放大器

本文提出的3．1 GHz～4．8 GHz宽带功率放大器主体结构如图8所示。为了减小输出端的二次谐波值，整体电路采用差分结构［12］，并且采用两级放大，使功率放大器获得足够的增益。第1级由晶体管Q1a和 Q1b构成，R1a、C1a和 R1b、C1b分别并联在晶体管Q1a和Q1b的集电极和基极之间，用于调谐功率放大器增益平坦性和输入匹配。由于共射 －共基(Cascode)拓扑用在功率输出级可以输出比单管更高的功率，所以第2级放大电路的主体结构由晶体管 Q2a、Q3a和 Q2b、Q3b组成的两个 Cascode拓扑构成。左右两个虚线框内电路为前文介绍过的有源自适应偏置电路，该电路分别加在第2级共射管Q2a和Q2b的基极，为第2级功率放大管提供稳定的直流偏置，使功率放大器可以获得较高的线性输出功率。划中间的点画线方框内电路为第3节提出的新型高Q有源电感，其与电容C5a和C5b构成输出匹配电路。根据第3节的分析可知，改变构成有源电感晶体管的跨导值可以改变其电感值。所以，通过改变图6中有源电感MOS管Ma和Mb的栅极偏置Vbias值，就可以改变有源电感的电感值，实现输出匹配的可调，由此可以调整因工艺偏差和封装寄生等因素造成的输出匹配退化等不良影响。L1a、L2a、L1b和L2b为扼流电感，阻止射频信号的泄露。电容C2a和C2b为级间的隔直电容。

图8 功率放大器完整拓扑

4 功率放大器性能验证与结果分析

本文基于Jazz 0．35μm BiCMOS工艺，在VDD=3．3 V条件下，利用射频仿真工具ADS对电路原理图进行仿真验证。

图9为在频率f=4 GHz条件下宽带功率放大器输出功率Pout随输入功率Pin变化图，从图中不难看出，Pin在－50 dBm到－15 dBm范围内，Pout随Pin增大而线性增加，当Pin大于－15 dBm后，Pout开始发生压缩，1 dB压缩点发生在输入功率Pin1dB=－9 dBm时，此时对应输出功率为Pout1dB=11 dBm。

图9 P out－P in变化曲线

图10为有源电感在不同的 Vbias值(0．6 V、0．8 V和1 V)对输出回波损耗S22的影响。可以看出，不同的Vbias值会影响电路S22参数，由此可以通过改变偏压实现对功率放大器输出匹配的可调谐，该策略可以减小由于工艺偏差和封装寄生等因素造成的输出匹配退化等不良影响。

图10 V bias对S22的影响

图11为功率放大器在Vbias=0．7 V条件下的S参数仿真结果，电路平均增益为20．3 dB，平坦度约为1．1 dB。输入、输出回波损耗 S11、S22均小于 －10 dB。

图11 S参数仿真结果

根据系统无条件稳定判据

对电路进行仿真。图12为功率放大器稳定因子K仿真结果。由结果可以看出，K值在3．1 GHz～4．8 GHz频段内远大于1，|Δ|值远小于1，表明电路在工作频带内无条件稳定。图13为在频率f=4 GHz下功率放大器功率附加效率(PAE)仿真结果，在Pin=0时，PAE达到8．7%。

图12 功率放大器稳定性

图13 PAE仿真结果

表1列出了本文提出的宽带功率放大器和与近年来国内外宽带功率放大器的性能比较。不难发现，由于本文采用了有源自适应偏置电路提升功率放大器的线性度，并且采用有源电感参与宽带功率放大器的输出匹配，实现了输出匹配可调谐。相较其他文献而言，功率放大器的线性度(Pout1dB和Pin1dB)获得了明显提高，同时电路的输出匹配显得更加灵活。

表1 本文结果与近年宽带功率放大器性能比较

5 结论

针对宽带功率放大器因功放管直流工作点漂移而导致电路线性度受限的缺陷，本文采用自适应偏置技术，通过稳定功放管直流偏置电压VBE，有效提高了宽带功率放大器的线性度。针对宽带功率放大器输出匹配不可调谐的缺陷，本文设计并采用新型高Q有源电感取代无源螺旋电感参与输出匹配，实现了输出匹配可调谐的同时，减小了电路输出功率的损失，该策略可用于调整因工艺偏差和封装寄生等因素造成的输出匹配退化。基于Jazz 0．35μm SiGe BiCMOS工艺，利用射频仿真工具ADS完成了放大器的验证。结果表明，本文设计的宽带功率放大器，具有较高的线性度和更加灵活的输出匹配调

谐性，为提高宽带功率放大器的线性度和匹配灵活性提供了一种参考。

［1］ 韦小刚，吴明赞，李竹．提高共源共栅CMOS功率放大器效率的方法［J］．电子器件，2011，34(2):184－186．

［2］ 徐长久，孙玲玲，文进才，等．1．95 GHz Doherty功率放大器设计［J］．电子器件，2011，34(2):172－175．

［3］ RueyLue Wang，Yan Kuin Su，ChienHsuan Liu．3 GHz ～5 GHz Cascoded UWB Power Amplifier［C］//Proc IEEE Circuits and Systems．Singapore，2006:367 －369．

［4］ Siti Maisurah，Wong Sew Kin，Fabian Kung，et al．0．18 μm CMOS Power Amplifier for UWB System［C］//Proc Wireless and Optical Communications Networks．Singapore，2007:1 －4．

［5］ Sajay Jose，Hyung-Jin Lee，Dong Ha，et al．A Low-power CMOS Power Amplifier for UWB Applications［C］//Proc IEEE Circuits and Systems．Blacksburg，Virginia，2005:5111 －5114．

［6］ Diebold S，Massler H，Tessmann A，et al．140 GHz Solid-State Amplifier with On －Chip Tunable Output Matching［C］//Proc of Integrated Nonlinear Microwaveand Millimetre-Wave Circuits．Vienna，2011:18 －19．

［7］ 彭艳军，宋家友，王志功．HBT MMIC功率放大器的自适应线性化偏置技术［J］．中国集成电路，2006(16):32－37．

［8］ Hector Solar，Roc Berenguer，Unai Alvarado，et al．Fully Integrated 26．5 dBm CMOSPower Amplifier for IEEE 802．11a WLAN Standard with on-Chip“Power Inductors”［C］//Proc of IEEE MTTS International Microwave． San Francisco，California，USA，2006:1875－1878．

［9］ 郭振杰，张万荣，金冬月，等．基于有源电感的全集成超宽带低噪声放大器［J］．微电子学，2013，43(3):316－320．

［10］尤云霞，张万荣，金冬月，等．基于SiGe HBT的射频有源电感的设计［J］．电子器件，2010，33(4):424－427．

［11］高栋，张万荣，金冬月，等．一款应用于多频带的基于新型Cascode有源电感的高 Q带通滤波器［J］．电子器件，2013，36(5):667－671．

［12］贺文伟，李智群，张萌，等．应用于无线传感器网络的功率放大器的设计［J］．电子器件，2011，34(4):406－410．