新型宽阻带双通带滤波器设计

林 磊,吴 边,苏 涛,梁昌洪

(西安电子科技大学天线与微波技术重点实验室,陕西西安 710071)

新型宽阻带双通带滤波器设计

林 磊,吴 边,苏 涛,梁昌洪

(西安电子科技大学天线与微波技术重点实验室,陕西西安 710071)

传统的双通带滤波器设计一般使用两个或多个谐振器构成,电路尺寸较大.为了减小谐振器尺寸,提出了一种新型的枝节加载方环四模谐振器.根据谐振器结构的对称性,两次应用奇偶模方法分析了该结构的谐振特性.该谐振器的4个谐振模式的等效电路均为1/4波长谐振器,实现了谐振器的小型化,且一次谐波为基频的3倍.每个模式对应的谐振频率都是独立可控的,利用其设计的双通带滤波器,也具有独立可控的通带中心频率和带宽.设计并采用了1/4波长弯钩形馈电线,为两个通带提供了合适外部耦合,也产生了两个新的传输零点,进一步改善了滤波器的选择性,获得了更宽的阻带特性;最后,设计并加工了一款微带双通带滤波器,测试与仿真结果吻合良好.

四模谐振器;带通滤波器;传输零点;宽阻带

随着现代无线通信系统的高速发展,高选择性、宽阻带、小型化的双通带及多通带滤波器逐渐成为了研究热点.微带双通带滤波器,以其体积小、成本低、易于集成到射频电路中等优点成为了多通带无线通信系统设计中最常用的微波无源器件之一.目前为止,有很多形式多样的双通带滤波器结构被提出,文献[1]中,两个枝节加载阶梯阻抗谐振器被用于设计带宽可控的双通带滤波器;文献[2]中,设计者将两个E形谐振器级联,以实现双通带滤波器结构;文献[3]应用两个连接于同一接地通孔的多模谐振器,设计了一款三阶双通带滤波器.上述几种双通带滤波器设计,均使用了两个或多个谐振器,电路尺寸较大.为了实现滤波器的小型化,也有文献提出单个的新型多模谐振器,并应用其设计单通带[4]及双通带滤波器[5-7],但是其阻带特性不够理想.近年来,关于双模双通带滤波器的文献报道也很常见[8-9],谐振器的基频被用于设计第一通带,一次谐波被用于设计第二通带,这造成两个通带的中心频率和带宽相互制约,降低了滤波器的实用性.笔者提出了一种新型的枝节加载方环四模谐振器,通过奇偶模理论分析,该结构每个谐振模式的等效电路均为1/4波长谐振器,从而大大减小了滤波器的尺寸,另外每个模式的一次谐波均为基频的3倍,也有助于获得更宽的阻带特性.该谐振器的4个模式的谐振频率都可以通过对应的物理尺寸自由调节,设计的滤波器也具有独立可控的通带中心频率和带宽.弯钩形的馈电线设计,引入了新的传输零点,进一步改善了滤波器的选择性和阻带特性.滤波器结构易于分析,设计流程简单.

1 新型枝节加载环形四模谐振器及其特性分析

这里,笔者提出的新型枝节加载方环四模谐振器的拓扑结构如图1所示.方环两侧是两个相同的T形枝节,方环中间加载了两段连接于同一接地通孔的短路枝节,这两段短路枝节的宽度及长度均相等.谐振器结构关于图中虚线P-P′对称,因此可以利用奇偶模方法对其谐振特性进行分析.

图1 新型枝节加载方环四模谐振器结构

在偶模激励情况下,谐振器的对称线P-P′处电流为零,等效为理想磁壁（虚拟开路),此时加载的两段长度为L4、宽度为2W的短路枝节被等分,宽度变为原来的1/2,因此偶模等效电路如图2（a)所示.在奇模激励情况下,谐振器对称线P-P′处的电压为零,等效为理想电壁（虚拟短路),此时加载的两段短路枝节可以视为不存在,因此奇模等效电路如图2（b)所示.

图2 谐振器奇偶模等效电路

可见,图2（a)中的偶模等效电路和图2（b)中的奇模等效电路依然具有对称性,再次对图2（a)中的偶模等效电路应用奇偶模方法,则得到了图2（c)和图2（d)所示的模式E1和模式E2;对图2（b)中的奇模等效电路应用奇偶模方法,得到了图2（e)和图2（f)所示的模式O1和模式O2,并且得到的4个模式的等效电路均为1/4波长谐振器,其谐振频率分别记为fE1,fE2,fO1和fO2,则它们可由下列公式给出:

其中,c代表自由空间的光速,εeff代表微带介质基板的有效介电常数.

根据上面的分析,可以得到如下结论:①该谐振器结构的4个谐振模式的等效电路均为1/4波长谐振器,有效地减小了滤波器的电路尺寸,也使得每个模式一次谐波出现在三倍频处,获得了更好的阻带特性;②由式（1)～（4)可得fE1＜fO1＜fE2=fO2;③改变枝节L1的长度会对4个模式的谐振频率都产生影响,图3（a)给出了4个模式的谐振频率随着L1的变化情况;④L2和L3的变化只影响fE1和fO1的大小而对其他模式的谐振频率没有影响,图3（b)和图3（c)分别给出了谐振频率随着L2和L3的变化情况;⑤改变枝节L4的长度只影响fE1的大小而对其他模式的谐振频率没有影响,图3（d)给出了L4的变化对4个模式的谐振频率的影响.

图3 谐振频率与各物理尺寸的关系

由图3（a)可以看出,随着枝节L1的增长,4个谐振频率都在降低;由图3（b)和图3（c)可以看出,随着L2和L3长度的增加,fE1和fO1都在减小,而fE2和fO2保持不变;从图3（d)可见,只有谐振频率fE1因L3的增长而降低,其他模式的谐振频率均保持不变.

2 宽阻带双通带滤波器的设计及验证

前面对新型四模谐振器的谐振特性进行了详细分析,这里,将应用该谐振器设计一款宽阻带双通带滤波器,图4给出了该款双通带滤波器的结构图.为了应用新型四模谐振器设计双通带滤波器,需要将两个重合的模式E2和O2分离,以形成通带效应.如图4所示,两段开路枝节向内弯折并使之相互靠近,形成了枝节之间的耦合,引入的枝节耦合产生的效果如图5所示,两个重合的谐振模式的频率fE2和fO2因为耦合的作用而分离,并且两个新的传输零点被引入.新的传输零点的引入是由于枝节之间的耦合形成了新的传输路径,在传输零点对应频率处,新的传输路径与原有传输路径因为叠加的效应而相互抵消.枝节耦合的强度可以通过改变耦合间隙g1控制.由图5可以看出,4个谐振模式被引入的传输零点分成两组,其中fE1和fO1为第1组,构成第1通带;fE2和fO2为第2组,构成第2通带.第1通带的中心频率可由参数L2和L3控制,第1通带的中心频率随着参数L2和L3的增大而减小,带宽可以由L4控制,并且随着L4的增加,第1通带的带宽也会增大;第2通带中心频率可以由参数L1控制,第2通带的中心频率随着参数L1的增大而减小,带宽可以由枝节之间的耦合间隙g1控制,并且第2通带的带宽随着耦合间隙g1的减小而增大.综上所述,两个通带的中心频率和带宽都是独立可控的.

图4 双通带滤波器结构图

图5 枝节耦合对传输响应的影响

由于每个模式的等效电路均为1/4波长谐振器,所以各模式的一次谐波均为基频的3倍,取得了较宽的阻带特性,为了进一步展宽阻带,这里采用如图4所示的弯钩形馈电线结构.经过计算和仿真优化,设计的馈电线结构既为两个通带提供了合适的外部耦合,也引入了两个新的传输零点（用TZ表示),有效地抑制了高次谐波.新引入的两个传输零点分别为图6（a)中的TZ4和TZ5.

图6 双通带滤波器仿真和测试结果及实物图

为了验证上面的分析,设计了一款工作于1.5 GHz和2.4 GHz,3 dB分数带宽分别为10.7%和9.6%的双通带滤波器.用IE3D对滤波器的结构进行仿真优化,得到最终的各物理尺寸为（单位:mm):L1=22.4,L2=1.2,L3=6.9,L4=1.7,L8=1.5,L9=1.5,L10=1.2,L11=3.5,Lf1=10.5,Lf2=12.4,LP=5.0,W=0.5,Wf=0.3,WP=2.9,d=1.0,a=1.2,g1=0.4,g2=0.15.滤波器实物尺寸为0.13λg×0.098λg,λg为第1通带中心频率处的波导波长.设计和加工滤波器所采用的微带基板厚度为1 mm,介质基板的相对介电常数为2.45.加工后的滤波器实物如图6（b)所示,采用Agilent 8719ES矢量网络分析仪进行测量.图6（a)对仿真和测量结果进行了比较,两者吻合良好.测量结果中,两个通带的中心频率分别为1.49 GHz和2.38 GHz,3 d B分数带宽分别为10.63%和9.71%,两个通带中心频率处的插入损耗分别为1.06 d B和0.67 dB,通带内最小回波损耗分别为21.2 d B和22.8 d B,该双通带滤波器共有5个传输零点,分别位于0.29 GHz/1.97 GHz/3.15 GHz/4.63 GHz/5.13 GHz.传输零点TZ1为该四模谐振器的固有零点[5],传输零点TZ2和TZ3的产生是因为枝节之间耦合的效果,传输零点TZ4和TZ5则是由弯钩形馈电线产生的.其中TZ1的产生是由于该新型四模谐振器在TZ1对应的频率处,端口位置的反射系数很大,导致S21的幅值很小,从而形成了一个传输零点,但是TZ1所处的位置相对固定.TZ2和TZ3的产生是因为引入的枝节耦合,增加了新的传输路径,该传输路径与原有路径在这两个传输零点对应的频率处相互抵消,从而形成了零点.TZ4和TZ5的产生是由于馈电线双臂长度Lf2和Lf1分别为这两个传输零点对应频率处的1/4波导波长,根据传输线理论,一端开路的1/4波长传输线变换到端口处即为短路,从而形成传输零点,这两个传输零点的位置也可以通过改变馈电线的长度自由调节.

表1 双通带滤波器性能及参数对比

文中设计的双通带滤波器将高于20 dB抑制的频带截止到7.49 GHz,约为第1通带中心频率（fC1)的4.96倍,获得了较宽的阻带特性.在表1中,笔者将文中工作与文献[1-2,5-6,9]中的双通带滤波器各个参数进行了比较,可见该滤波器在带内性能及滤波器尺寸方面都有所改善.由于弯钩形馈电线产生的两个传输零点的抑制作用,该滤波器的阻带特性也比文献[5]中的设计有了显著提升.

3 结束语

提出了一种新型的枝节加载环形四模谐振器,对结构的谐振特性进行了详细分析.该结构的4个谐振模式对应的等效电路均是1/4波长谐振器,减小了滤波器的尺寸,同时也提高了高次谐波的频率;向内弯折两个开路枝节,构成枝节之间的耦合,使重合的两个模式分离以形成通带效应.利用该谐振器设计了一款双通带滤波器,弯钩形的馈电线设计,引入了两个新的传输零点,有效地抑制了高次谐波,获得了更宽的阻带特性.仿真和实验结果验证了该款滤波器的优良性能,可以广泛应用于各种无线通信系统中.

[1]Zhang X Y,Chan C H,Xue Q,et al.Dual-band Bandpass Filter with Controllable Bandwidths Using Two Coupling Paths [J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2010,20(11):616-618.

[2]Zhou M,Tang X,Xiao F.Compact Dual Band Bandpass Filter Using Novel E-type Resonators with Controllable Bandwidths[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2008,18(12):779-781.

[3]Yao Z,Wang C,Kim N Y.A Compact Dual-mode Dual-band Bandpass Filter Using Stepped-impedance Open-loop Resonators and Center-loaded Resonators[J].Microwave and Optical Technology Letters,2013,55(12):3000-3005.

[4]孙守家,吴边,梁昌洪.新型双模方环微带带通滤波器[J].西安电子科技大学学报,2014,41(1):53-56. Sun Shoujia,Wu Bian,Liang Changhong.Novel Dual-mode Square Loop Microstrip Bandpass Filter[J].Journal of Xidian University,2014,41(1):53-56.

[5]Sun S J,Su T,Deng K,et al.Compact Microstrip Dual-band Bandpass Filter Using a Novel Stub-loaded Quad-mode Resonator[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2013,23(9):465-467.

[6]Xu J,Wu W,Miao C.Compact and Sharp Skirts Microstrip Dual-mode Dual-band Bandpass Filter Using a Single Quadruple-mode Resonator(QMR)[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2013,61(3):1104-1113.

[7]Sun S.A Dual-band Bandpass Filter Using a Single Dual-mode Ring Resonator[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2011,21(6):298-300.

[8]Fu S,Wu B,Chen J,et al.Novel Second-order Dual-mode Dual-band Filters Using Capacitance Loaded Square Loop Resonator[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2012,60(3):477-483.

[9]Li Y C,Wong H,Xue Q.Dual-mode Dual-band Bandpass Filter Based on a Stub-loaded Patch Resonator[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2011,21(10):525-527.

（编辑:王 瑞)

Novel dual-band bandpass filter with wide upper stopband performance

LIN Lei,WU Bian,SU Tao,LIANG Changhong
(Science and Technology on Antenna and Microwave Lab.,Xidian Univ.,Xi’an 710071,China)

In traditional design of the dual-band bandpass filter(BPF),two or more resonators need to be utilized,which leads to a relatively large circuit size.For miniaturization,a novel stub-loaded square loop quad-mode resonator is proposed in this paper.Due to the symmetry of the structure,the even-odd-mode method is applied twice to analyze its resonance characteristics.All the four mode equivalent circuits are quarter-wavelength resonators,so the resonator has a compact size and the first harmonic is three times the fundamental one.The resonant frequency of each mode can be tuned freely by changing the corresponding physical dimensions,and the passband frequencies and bandwidths of the designed dual-band filter using the proposed resonator are independently controllable.To improve the selectivity and achieve a wide upper stopband,quarter wavelength hook-shape feedlines are designed to provide appropriate external coupling. Two new transmission zeros are generated by the feedlines.Finally,a microstrip dual-band bandpass filter (BPF)centering at 1.5 and 2.4 GHz with a 3 dB fractional bandwidth(FBW)of 10.7%and 9.6%is designed and fabricated.The measured and simulated results which are in good agreement are presented.

quad-mode resonator;bandpass filter;transmission zero;wide upper stopband

TN713+.5

A

1001-2400（2015)06-0056-05

10.3969/j.issn.1001-2400.2015.06.010

2014-07-09

时间:2015-03-13

国家高技术研究发展计划（863计划)资助项目（2012AA01A308);国家自然科学基金资助项目（61271017)

林 磊（1987-),男,西安电子科技大学博士研究生,E-mail:yeslinlei@gmail.com.

http://www.cnki.net/kcms/detail/61.1076.TN.20150313.1719.010.html