基于DSP的脉冲序列控制伪连续模式DC-DC变换器研究

岳　诚，秦　明，王要强

（郑州大学电气工程学院，河南郑州450001）

基于DSP的脉冲序列控制伪连续模式DC-DC变换器研究

岳诚，秦明，王要强

（郑州大学电气工程学院，河南郑州450001）

脉冲序列控制技术PT（Pulse Train）应用于电感电流断续工作模式DCM（Discontinuous Conduction mode）DC-DC变换器时特性优良，但应用于连续工作模式CCM（Continuous Conduction Mode）变换器时会出现控制问题，因此PT控制变换器带负载能力不足。针对这一突出问题，研究一种新型的PT控制伪连续工作模式PCCM（Pseudo-Continuous Conduction Mode）变换器，将PT控制技术与新型电路拓扑相结合，有效提高了变换器的带载能力。介绍PT控制PCCM变换器的工作原理，运用Matlab软件得出了仿真工作波形，设计了基于DSP的硬件电路，并得出实验波形，进一步证明了相关结论。

脉冲序列；电感电流伪连续；DC-DC变换器

0　前言

近年来，随着高性能直流电焊机技术的快速发展，一些新颖的直流电源控制策略和拓扑技术不断被研究和推广[1-3]。脉冲序列控制PT（Pulse Train）是其中一种直流开关电源非线性控制技术，其基本原理是在开关周期起始时刻将采样到的DC-DC变换器输出电压U0与给定的基准电压Uref作一次比较，若U0>Uref，则控制器输出一个占空比较小的低能脉冲驱动变换器中的可控开关管，反之则输出一个占空比较大的高能脉冲。PT控制Buck变换器如图1所示。相比于传统的PWM控制，PT控制电路更加简单可靠，系统瞬态响应能力和鲁棒性更好[4-7]。

传统的直流DC-DC变换器一般工作于电感电流连续CCM（Continuous Conduction Mode）或电感电流断续DCM（Discontinuous Conduction Mode）这两种导电模式。在DCM工作模式下，变换器输出功率受限于电感电流的包络面积，一般仅适用于小功率应用场合；在CCM模式之下，PT控制DC-DC变换器会出现低频振荡现象，破坏变换器的稳态输出特性，同时瞬态响应速度较慢，因此，此前对PT控制变换器的研究和应用主要集中于DCM模式[8-11]。鉴于PT控制运用于传统DC-DC变换器时的局限性，对其进行了一些改进，研究了一种新型的脉冲序列控制电感电流伪连续导电模式PCCM（Pseudo Continuous Conduction Mode）Buck变换器。PT控制PCCM变换器在继承DCM变换器技术优势的基础上，工作范围得到了扩展，为PT控制策略应用于大功率场合提供一种较理想的解决方案。

介绍PT控制PCCM变换器的基本原理和工作过程，进行仿真研究和基于DSP的硬件设计，获得实验结果。PT控制DCM Buck变换器结构如图1所示。

图1　PT控制DCM Buck变换器结构Fig.1Structure of PT controlled DCM Buck converter

1　PT控制PCCM开关变换器基本原理及工作过程

PCCM模式变换器与传统的DCM或CCM模式变换器在电路结构上有所不同，即在直流斩波电路的基础上，在电感两端并联一个续电流开关管S2。续电流开关管在开关周期内适时导通，此时电感被短接，电感电流将在电感和续流开关管组成的小回路内接近无损耗的流动，即电感电流在续电流阶段基本保持不变，直至下一个开关周期到来。PCCM模式Buck变换器的电路结构如图2所示。

图2　PT控制PCCM Buck变换器结构Fig.2Structure of PT controlled PCCM Buck converter

PCCM模式开关变换器在一个开关周期TS内分为TS1、TS2、TS3三个工作阶段，如图3所示。

图3　PCCM Buck变换器电感电流波形Fig.3InductorcurrentwaveformofPCCMBuckconverter

（1）TS1阶段：主开关管S1导通，续流开关管S2和二极管VD关断，电感电流上升。

（2）TS2阶段：S1和S2关断，VD导通，电感电流下降，但与DCM模式不同的是电感电流不会下降到零。

（3）TS3阶段：S1和VD关断，S2导通，电感被短接，电流将在S2与电感组成的回路里流动，保持TS3阶段起始的电流值，直到下一个开关周期开始，其中TS1+TS2+TS3=TS，TS恒定不变。

可见，这种新型模式开关变换器的电感电流波形连续，但其工作过程更接近于DCM模式。与DCM变换器相比，由于电感电流裕值大于零，PCCM变换器在同等工作条件下，一个开关周期内能够传递更多的能量，因此更适用于功率较大的应用场合。

在主开关管S1动作周期TS1，采用与电压型脉冲序列控制相同的控制策略，在此设高能脉冲PH与低能脉冲PL占空比分别为DPH和DPL，其中1>DPH> DPL>0；脉冲序列控制PCCM变换器的工作过程为：在开关周期TS起始阶段采集变换器输出电压U0与预先设定的基准电压Uref进行比较，若U0

图4　PT控制PCCM Buck变换器的脉冲规律Fig.4Pulse control law of PT controlled PCCM Buck converter

稳态工作时，控制器将产生一系列由PH和PL组成的循环脉冲序列，以及相应的续电流开关管S2控制脉冲，通过这些脉冲组合来维持输出电压稳定。设一个循环周期内PH与PL的数量比为μ，由于PH作用于开关周期内，负载端从电源端获取能量较PL作用时更多，所以负载较大时，μ值较大，反之较小，控制器以此来调节变换器的能量传递。

2　PT控制PCCMBuck变换器Matlab仿真分析

本研究利用Matlab仿真软件Simscape模块，搭建逻辑数字电路对PT控制PCCM Buck变换器进行仿真。仿真参数为：输入电压Uin=15V；输出电压U0=5 V；开关周期TS=50 μs；负载电阻R=8 Ω；电感L=100 μH；电容C=470 μF；PH占空比DPH=0.3；PL占空比DPL=0.1；基准电流Iref=0.5 A。得出的变换器工作波形如图5所示，图中波形从上到下依次为：电感电流IL，输出电压U0，S1控制脉冲UP1，S2控制脉冲UP2。由图5可知，变换器输出电压稳定于基准电压附近，此时一个PH脉冲和一个PL脉冲组成脉冲序列，即μ=1。

图5　PT控制PCCM Buck变换器工作波形（R=8 Ω）Fig.5Waveform of PT controlled PCCM Buck converter（R=8 Ω）

在相同的电路参数下，PT控制DCM变换器的工作波形如图6所示，从上到下依次为：电感电流波形IL，输出电压U0，主管S1控制脉冲波形UP。对比图5和图6可知，在相同负载条件下，DCM变换器输出电压已经低于基准电压，控制脉冲全为高能脉冲PH时仍不能使变换器稳定工作，此时μ=∞。

图6　PT控制DCM Buck变换器工作波形（R=8 Ω）Fig.6Waveform of PT controlled DCM Buck converter（R=8 Ω）

当其他参数不变，负载电阻分别为20 Ω和6 Ω时，PCCM变换器的工作波形如图7、图8所示。对比分析图7和图8波形可知，PCCM工作模式在负载电阻较大或较小时仍然能正常工作，具有较宽的工作范围；且在负载较重（即R较小）时，高能脉冲PH与低能脉冲PL数量之比μ值较大，符合预期理论分析。

3　基于DSP的PCCM变换器硬件设计

设计基于TMSF28335型高速DSP的PT控制PCCM模式Buck变换器实验系统，将硬件设计与程序设计相结合实现相关控制原理和工作过程。程序设计方面主要以CC Studio v3.3为软件设计平台，采用C语言和汇编语言为基础进行编程；硬件方面主要是运用光耦、模拟比较器、运算放大器等设计电路变量的采样电路以及DC-DC变换器开关管的驱动电路[12-13]。

图7　PT控制PCCM Buck变换器工作波形（R=20 Ω）Fig.7Waveform of PT controlled PCCM Buck converter（R=20 Ω）

图8　PT控制PCCM Buck变换器工作波形（R=6 Ω）Fig.8Waveform of PT controlled PCCM Buck converter（R=6 Ω）

硬件设计基本结构如图9所示，图中IL0是通过电流传感器采集得到的一个新的电流波形，与真实的电感电流波形变化规律一致，从而能够送给DSP进行A/D转换。将变换器输出电压U0经过A/D调理电路（主要作用为保护A/D转换芯片）处理之后送入DSP的A/D转换输入接口进行模数转换；通过电流传感器将原电路与A/D调理电路隔离，并将IL转化为IL0送给A/D调理电路，最终转换成DSP允许接入的电压信号（0～3.3 V），送给DSP的A/D转换端口，转化为数字值。DSP输出的控制脉冲则通过光耦（6N317，HP3120）与主电路隔离，确保控制电路与主电路相互不干扰，并实施对开关管的驱动。

图9　硬件设计结构Fig.9Structure diagram of hardware design

程序流程框图如图10所示，运用无限for循环语句产生固定的开关周期TS，在一次循环内将一个开关周期分为TS1、TS2和TS3三个阶段。首先定时器输出开始脉冲，TS1阶段开始，控制器对采样得到的DC-DC变换器输出电压U0进行模数转换，将转换所得的数字量M存于寄存器中，调取M与基准电压Uref转换所得的预设数字量Mref进行比较，若M

4　实验验证

硬件采用与图5相同的参数，得到的波形如图11和图12所示，分别为主管S1控制脉冲UP1，电感电流IL，输出电压U0和输出纹波Ur的波形。

图11中波形从上到下分别为控制脉冲UP1和电感电流IL波形。由图11可知，当输出功率为3.125 W时，高能脉冲与低能脉冲个数之比为1；由图12可知，输出电压为U0=5 V，纹波Ur=100 mV，与仿真基本一致，证明该方案切实可行。

5　结论

研究PT控制PCCM变换器，介绍其基本原理和工作过程，进行了仿真分析，以及基于DSP的硬件设计和实验研究。PT控制PCCM变换器工作稳定，带负载能力相比于DCM变换器有显著提高，电源系统性能得到有效改善。

图10　程序流程Fig.10Flow chart of program

图11　PT控制PCCM Buck变换器控制脉冲和电感电流波形Fig.11Control pulse and inductor current of PT controlled PCCM Buck converter

图12　PT控制PCCM Buck变换器输出电压和纹波Fig.12Output voltage and voltage ripple of PT controlled PCCM Buck converter

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Study on pulse train controlled pseudo-continuous conduction mode DC-DC converter based on DSP

YUE Cheng，QIN Ming，WANG Yaoqiang
（School ofElectrical Engineering，Zhengzhou University，Zhengzhou 450001，China）

Pulsetrain（PT）controltechnologyappliedtodiscontinuousconductionmode（DCM）DC-DCconverterhasanidealperformance，butforcontinuousconductionmode（CCM)），itmayleadtosomecontrolproblems.SotheloadcapacityofPTcontrolledconverterisinsufficient. In order to solve this problem，a new PT controlled pseudo-continuous conduction mode（PCCM）converter is studied in this paper.It can improve the load capacity of converter by combining the new circuit topology with PT control technology.The principle of PT controlled PCCM converter is introduced and the waveforms of MATLAB simulations are presented in this paper.Then the hardware circuit design based onDSPandtheexperimentresultsaregiventoprovetheinterrelatedconclusion.

pulse train；pseudo-continuous conduction mode；DC-DC converter

TG434.1

A

1001－2303（2015）11－0021-05

10.7512/j.issn.1001-2303.2015.11.05

2015-04-23

国家自然科学基金资助项目（51207142）

岳诚（1990—），男，河南信阳人，在读硕士，主要从事直流开关电源控制方面的研究工作。