一种耦合谐振的天线设计

创新者：张声陆

一种耦合谐振的天线设计

创新者：张声陆

本论文提出的研究内容：随着无线通信系统的发展，对频率带宽和通信频谱利用越来越多，这样通信系统容易受到常用频段的干扰以及天线之间的互扰，本文提出了一个思路，结合滤波器特性采用天线走线耦合谐振方式，设计出基于U型耦合结构的L型单极天线。这种耦合天线实现了天线与带通滤波电路的小型化和集成化设计，在设计过程中，天线等效成串联或并联的RLC电路，在起辐射作用的同时，也充当滤波器最后一级谐振器和负载，提高了带外抑制能力，而且通带内增益曲线平坦，案例具有可移植性，这种耦合设计方式是可以应用到其他类型的天线中，是未来天线设计的一个方向。

传统天线设计时，都会在PA到天线之间加上滤波电路，我们知道，实际上该电路必不可少，但缺点是明显的，削弱了天线的带宽，同时损耗了天线的增益，从PA到天线实际的电路已经很不匹配，本文主要提供耦合思路设计天线，思路具有普遍性， PA出来后就是天线。我们先设计一款U型谐振结构L型单极天线，该天线中心频率位于2.45GHz，相对带宽为18％，通过案例来达到本论文的目的。设计过程分为三个步骤：根据中心频率f0与相对带宽，综合设计出带通滤波器；根据L型天线对单极天线有载品质因数和谐振频率的要求确定天线的具体尺寸；用设计好的单极天线取代带通滤波器最后一级谐振器，这样就完成了U型谐振L型单极耦合天线的设计。

图1　

耦合天线设计思路

耦合谐振器设计

我们先设计一款中心频率f0=2.45GHz ，相对带宽20％的三阶微带U型带通滤波器。带通滤波器的有载Q 值（Qe1，Qe2） 与耦合系数（k1，2，k2，3） 计算公式如下：

其中，g0，g1，g2，g3和g4为切比雪夫低通滤波器元件值；FBW为带通滤波器的相对带宽。这里选取切比雪夫带内波纹系数为0.1dB的低通滤波器元件值，通过查表可以得到相对应的元件值：g0=1.0，g1=1.0316，g2=1.1474，g3=1.0316和g4=1.0。将低通元件值与FBW带入（1）～（4）式可以计算出Qe1=Qe2=5.73和k1，2=k2，3=0.16。

从图1（a）可以看出，U型谐振器臂长为（L1+L2/2），大约λg0/4，λg0为频率2.45GHz处的波导波长，在这里U型宽度W1=1mm，U型臂之间距离L2=2mm。为了确定微带U型谐振器的尺寸，对U型谐振器进行仿真，如图1（a）所示（相对介电常数为4.4，厚度为1mm的FR4介质板）。可以看出，微带U谐振器谐振频率主要由L1长度决定，L1可以初步定为16.1mm。U型谐振器的回波损耗随L1变化如图1（b） 所示，这里T取4.6mm。从图中可以看出，随着臂长的增加，谐振频率向低频移动。当L1=17.1mm时，U型谐振器的谐振频率为2.45GHz。

U型谐振器的有载Q值（Qe）主要由馈电的位置T决定。随着T的减小，U型谐振器的Qe值也会变小。对图1（a）所示的结构进行仿真，利用式（5）可以计算出Qe。在这里，参数尺寸为W1=1mm，L2=2mm，L1=17.1mm。

图3　

图4　

图2　谐振器Qe值随T的变化

其中，f0表示谐振频率；∆f±90°表示比谐振频率相位高90°与低90°所对应频率的差值。

将馈电位置作为变量，得到Qe随T变化的曲线，如图2所示。从图中可以看出，随着位置T的增大，U型谐振器Qe值也变大。最后，根据Qe=5.73的要求，选取位置T值为4.6mm。

两个微带U型谐振器间的耦合强度是由谐振器之间的间距决定，间距越小，耦合越强，耦合系数越大。采用如图3所示的弱耦合方式进行双端口仿真，根据公式（6）算出耦合系数k。在这里，参数尺寸为W1=1mm，L2=2mm，L1=17.1mm。

其中，fp1和fp2

为传输响应中出现的一对谐振峰值，是该谐振结构的本征频率，fp2大于fp1。

运用上面提取U型谐振器耦合系数的方法，将参数g作为变量，从图中可以看出，随着间距g增加，耦合系数变小。最后，根据k=0.16的要求，选取耦合间距g值为0.45mm。

通过上述三步，初步确定带通滤波器的尺寸，其结构图如图4（a）所示。这里使用软件进行仿真优化，微调尺寸，最终确定滤波器的结构尺寸为：W1=1mm，W2=1.88mm，L1=17.5mm，L2=2mm，L3=2.66mm，L4=2mm，g=0.5mm。图4（b）为带通滤波器的仿真结果，可以看出滤波器的中心频率为2.45GHz，3dB带宽为20％。

单极天线等效电路分析

在天线设计中，L型天线在起辐射作用的同时，作为带通滤波器最后一级谐振器。因此，在综合设计前需要提取L型天线的等效电路。图5（b）是图5（a）中天线结构的等效电路。L型天线是一种变形的单极天线，可以等效为一个串联的RLC谐振电路。图 5（b） 中的La、Ca和Ra分别为天线的谐振电感、谐振电容和辐射电阻。此外，由于天线馈电点处地板的不连续性，等效电路中额外增加了一个并联电容Cg ，可以使等效电路与天线在更宽的带宽内保持相同的阻抗特征。在这里选择介质基板的相对介电常数为4.4，厚度为1mm。该天线与设计天线具有相同尺寸的地面，分别为L=15.75mm，W=36mm，馈线线宽W1=1.88mm。

在综合设计中，等效电路中辐射电阻Ra可以看作是滤波器的终端负载电阻。串联La Ca 电路作为滤波器的最后一级谐振器，因此有：

其中，f0代表带通滤波器中心频率，本设计为2.45GHz 。天线的谐振频率fa由L型天线的总长度（L1+L2）决定。由于寄生电容Cg的存在，使得天线谐振频率fa会稍微高于f0。

我们研究天线在2.45 GHz 的电流分布，发现与馈线相连接的垂直臂上分布的电流最强。因此，谐振电感La 与辐射电阻Ra主要由臂长L1决定；寄生电容Cg由垂直臂的线宽W2决定，而与L1无关。从上述分析，当天线频率调整在f0附近时，如果垂直臂长L1确定以后，La、Ca和Ra的值基本上保持不变。为了保持原有的滤波特性，最后一级谐振器应具有与滤波器相同的品质因数。天线的品质因数Qa可以按照公式（8）提取，这里忽略了对寄生电容Cg的影响。

图5　

图6　

图7　耦合天线结构示意图

在耦合天线的设计中，如果品质因数Qa通过带通滤波器参数确定后，根据Qa值可以确定L1的值。L1的尺寸确定以后，L型天线的尺寸也就确定了。在这里，L型天线尺寸为L1=17.8mm，L2=9.3mm，W2=2mm。

图8　回波损耗曲线，耦合天线与L型单极天线比较

耦合天线的实现

用2.2节设计的L型天线取代2.1节综合设计的带通滤波器（如图6（a）所示）的最后一个谐振器，并用一段平行耦合线将两者级联起来就构成了耦合天线（如图6（b）所示）。在这里，平行耦合线相当于导纳变换器，总长度大约等于λg0/4，λg0为2.45GHz处的波长。在设计中，倒L型天线既作为滤波器一个谐振器，同时也作为辐射单元进行辐射，因此耦合天线通带内有三个极点，具有三阶带通滤波器幅频响应，耦合天线结构示意图如图7所示。

图9　耦合天线实物图

图10　耦合天线仿真与测试的回波损耗曲线以及仿真的增益曲线

表1　单极耦合天线的尺寸参数（单位：mm）

图8给出了耦合天线与2.2节设计的L型单极天线仿真的回波损耗曲线。比较看出L型天线10dB阻抗带宽仿真结果为330MHz （2.33-2.66GHz）；耦合天线的10dB阻抗带宽仿真结果为460MHz （2.23-2.69GHz）；耦合天线比L型天线增加了130MHz 带宽，并且耦合天线回波损耗曲线通带内形成了三个谐振点，与三阶带通滤波器的回波损耗曲线类似。

按照表1所示尺寸对耦合天线进行加工制作，基板采用相对介电常数为4.4 ，厚度为 1mm 的介质基板。图9给出了耦合天线加工的正反面实物图。

通过矢网测试，得到耦合天线回波损耗测试曲线。图10给出了仿真与实际测试的回波损耗随频率变化的增益曲线。从实测结果看到通带内回波损耗-10dB的频带范围为2.3～2.6GHz ，中心频率为2.45GHz，相对带宽为20％ ，与设计值18％ 接近。在通带内，出现了与仿真曲线对应的三个谐振点，在整个测试频段内，测试的回波损耗曲线与三阶带通滤波器的回波损耗曲线类似。

总结

本文提出用耦合天线设计方法，设计了一款微带U型谐振器和L型天线结构的单极耦合天线，与传统天线相比好处是：L型天线在辐射的同时充当滤波器的最后一级谐振器，省掉了天线电路当中的滤波器等，缩减了成本，同时该天线的增益曲线和回波损耗与滤波器的插入损耗和回波损耗曲线相类似，通带内平坦，增益也很不错。最后，对单极耦合天线进行加工并了实测，结果符合预期，我们通过选取合适的天线耦合走线方式，会设计出很多不同频段及类型的天线。这对我们设计无线接收机的发射接收系统具有很好的应用，能有很好的市场价值。本文虽然完成了一些研究工作，但是由于时间有限，还存在很多有意义的工作有待进一步深入研究，本文设计的耦合天线是基于单个天线单元，如何将思路应用于天线阵列及未来MIMO等设计中是一项很有研究价值的工作，需要进一步深入研究。

总之，耦合谐振方式天线的研究还存在大量工作需要不断探索和挖掘，进一步开展这方面的研究工作具有十分重要的研究意义。

10.3969/j.issn.1001-8972.2015.09.026