基于OFDM-PON的短训练序列分配方案

陈曦,徐朝星,江愿,李迎春

(上海大学通信与信息工程学院,上海 200444)

基于OFDM-PON的短训练序列分配方案

陈曦,徐朝星,江愿,李迎春

(上海大学通信与信息工程学院,上海 200444)

提出一种适用于正交频分复用-无源光网络(orthogonal frequency division multiplexing-passive optical network,OFDM-PON)符号同步的短训练序列,通过对无线局域网中短训练序列的子载波分配方案进行调整,将短训练序列的实时域信号非零均值调整为零均值,解决了由于时域非零均值短训练序列拖尾干扰造成接收数据解调错误的问题.仿真和实验结果表明,该改进方法可以有效减少由短训练序列拖尾干扰引起的数据解调错误.

正交频分复用-无源光网络;训练序列;符号同步

PON);training sequence;symbol synchronization

正交频分复用-无源光网络(orthogonal frequency division multiplexing-passive optical network,OFDM-PON)技术作为一种非常有潜力的技术,在下一代无源光网络(next generation-passive optical network,NG-PON)中具有广阔的应用前景.OFDM与PON技术的结合可以最大限度地利用频谱资源:由于OFDM信号各个子载波之间的正交性,使得各个子载波之间相互交叠,并且通过简单的星座图映射即可在各个子载波上实现四相相移键控(quadrature phase shift keying,QPSK)、八进制相移键控(8PSK)、十六进制正交幅度调制(16 quadrature amplitude modulation,16QAM)甚至更高阶的调制.在多用户时分多址(time division multiple access,TDMA)和光正交频分多址(optical orthogonal frequency division multiple access,OOFDMA)网络中,精确的符号同步技术遇到极大挑战,因为符号同步以及随之而来的所有光网络单元(optical network unit,ONU)传输的信号时隙对齐必须在线实时处理.OFDM-PON技术可将高速数据流通过串并转换分配到速率相对较低的若干个频率子信道中进行传输,在较容易地实现了40 Gbit/s及以上高速数据流传输的同时,也降低了同步的难度.OFDM-PON系统的一个主要缺点是对同步非常敏感,同步是OFDM接收机最重要的任务之一.同步可分为3种:符号定时同步、载波频偏同步和采样时钟同步.已有研究表明,OFDM-PON系统要求准确的时间同步,在此前提下,采用特殊的处理技术可以省去载波偏移频率同步和采样时钟同步.

目前,在无线领域中已经有相当多的学者对OFDM系统中的同步算法进行了深入全面的研究和探讨,这些算法大致可以分为两类:基于非数据辅助的同步算法,即基于循环前缀(cyclic prefix,CP)的同步算法[1],以及基于数据辅助的同步算法.基于数据辅助的同步算法是本工作应用以及研究的重点,该类算法引入长短训练序列等附加信息,通过研究更高效的导频、训练序列的结构和码型,使得在接收机内可以更加容易地进行同步信息的提取,其特点是运算复杂度低,相对于非数据辅助算法来说同步性能较好.Classen等[2]较早地提出了数据辅助同步算法,利用散布在OFDM符号中的导频进行频率粗同步和细同步,其中粗同步在一定范围内进行盲搜索,缺点是计算量过大.然后,Schmidl等[3]对文献[2]的算法进行了改进,即在每一帧的数据前端添加同样的两个长度为N/2的块,接收端数据通过滑动延时相关寻找峰值,从而寻找数据开始位置,但是由于有一个很大的平坦区,从而大大降低了精确度.Shi等[4]的方案是在数据前端添加4个相同的训练序列,其中第三个符号相反,也是通过滑动窗的方法找到训练序列相关值的最大值.该方案精确度略高,但也不能做到十分精确.之后,Seo等[5]对文献[3]的算法进行了改进,同样采用了两个OFDM符号作为导频符号,不同的是在每个OFDM符号子载波上采用差分相位调制,利用相邻子载波上的相位差信息来获得整数倍频率偏移估计,无需在一定范围内进行搜索,所以运算复杂度大大降低,而性能却大抵相同[6].目前,光路实验中普遍使用的是从无线领域延伸的同步方式,算法原理基本相同.在OFDM-PON和OOFDMA系统中,由于光路的子载波数据按照厄尔米特复共轭分配,因此低端子载波的失真严重,大多实验都放弃了低端子载波[7].本工作提出了一种适用于OFDM-PON系统的短训练序列,有效地改善了低端子载波的失真现象.

1 OFDM系统中的同步原理

1.1 分组检测同步算法

在定时同步中,分组检测是寻找数据分组起始的近似估算,是接收机工作的第一步.一般来讲,分组检测是指检测突发传输方式的信道上是否有新的数据到达.常用的分组检测算法有:①接收信号能量检测;②双滑动窗口分组检测;③采用前导结构进行分组检测.而一般通信系统的工程原则是接收机要利用所有可利用的先验信息,这就意味着已知的前导结构要加入分组检测算法中进行考虑.前导符号结构[8-9]如图1所示.

图1 IEEE 802.11a前导结构Fig.1 Preamble structure in IEEE 802.11a

前导结构使得接收机采用了一种非常简单有效的分组检测算法,由于利用了前导中短训练符号的周期性,而被称为延时相关算法.信号流程如图2所示,窗C为接收信号与其延时D个时刻的相关系数,称为相关延时;延时Z−D等于前导起始的周期,对于IEEE 802.11a协议,短训练符号的周期[10]D=16;窗口P为计算相关系数窗口期间内接收信号的能量,用于判决统计的归一化处理,使得判决变量mn独立于接收功率.

图2 延时相关算法的信号流程Fig.2 Signal flow of delay correlation algorithm

延时相关

接收信号能量可表示为

则延时相关算法的判决变量

当接收信号只有噪声时,在理想情况下输出的延时相关值Cn为0.由于噪声取样值的互相关系数为0,因此在数据分组开始前mn很小;当接收到第2个短训练符号时,Cn为相同短训练符号的互相关系数,则mn开始明显增大,并且出现一个持续9个短训练符号长度的相关值平坦区域.

1.2 无线传输中的训练序列结构

无线传输领域已出现一种基于类似方案的短训练序列子载波分配方案,利用上述分组检测算法进行符号同步,可以达到较好的同步效果.子载波分配如图3所示,斜体标记为短训练序列子载波位置.

图3 载波分配方案和加载数据Fig.3 Carrier distribution scheme and the load data

与无线通信等领域中的同相正交(in-phase quadrature,IQ)调制不同,在基带直调光纤传输系统中,需要基带OFDM信号是实值的,这可以通过前32个子载波与后32个子载波的埃尔米特复共轭来实现,从而使得经快速傅里叶逆变换(inverse fast Fourier transform,IFFT)后输出的是实值信号.但改为埃尔米特复共轭结构后出现了一个问题,即在数据接收段的起始符号位置,经快速傅里叶变换(fast Fourier transform,FFT)后会有部分数据误差较大,使得接收信号星座点严重偏离标准点.通过对接收端信号表达式的推导分析可知,这种现象的产生是由短训练序列子载波分配不合理造成的,即由于短训练序列的时域信号均值不为零,经实际光纤系统传输后产生拖尾,干扰了低频子载波.本工作提出了一种适用于OFDM-PON系统的短训练序列子载波分配方案,有效解决了这一问题.

2 适用于OFDM-PON系统的短训练序列子载波分配方案

2.1 OFDM-PON系统

图4(a)是离线实验中的OFDM发射端系统框图[11],主要包括并行伪随机序列(pseudo random binary sequence,PRBS)生成器、64QAM调制、64点IFFT、数模转换器(digital analog converter,DAC)等部分.图4(b)是OFDM接收端系统框图,主要包括模数转换器(analog digital converter,ADC)、符号同步、64点FFT、信道估计和均衡、64QAM解调及误码测试等部分.

图4 OFDM系统框图Fig.4 Block diagram of OFDM system

2.2 前导帧子载波分配方案

短训练序列的OFDM帧结构如图5所示,频域上分配64个子载波,经过64点IFFT后,时域上取采样点的前1/4,即16点时域信号,复制10次,形成一个16×10的短序列,其时域表达式如下:

对应的前16点频域表达式如下:

160点短序列频域表达式如下:

图6为改进的短训练序列子载波分配方案[7],其中斜体标记为短训练序列加载位置,1号子载波和30∼36号子载波为空子载波,起频带间隔保护作用.另外,进行光强度调制时需要信号是实值的,因此将64个子载波分为两部分,33∼64号子载波是1∼32号子载波的埃尔米特复共轭,这64点IFFT后的时域信号是实值信号.与改进前的结构不同,通过将短训练序列子载波加载在4倍频的位置,使得短训练序列的时域信号均值为零.如图6所示,2号子载波频率为1/Tc,3号子载波频率为2/Tc,4号子载波频率为3/Tc,依此类推,各子载波经IFFT后的正弦时域信号如图7所示.根据短训练序列的帧结构,取前16个样点,再复制10次,形成16×10的短训练序列.

图5 OFDM帧结构Fig.5 Structure of OFDM frame

图6 改进的子载波分配方案和加载数据Fig.6 Improved subcarrier distribution scheme and the load data

当取前16个样点时,4个子载波中只有5号子载波满足均值为零的条件,64个子载波中只有4倍频子载波均值才为零.短训练序列的各个子载波在时域上叠加,只有在4倍频的位置加载子载波信号才不会干扰数据段的接收信号.理论分析如下:实验系统的光传输频带10 MHz

图7 短训练序列时域信号Fig.7 Short training sequence signal in time domain

由于系统载波间隔大约为33 MHz,且1号载波不加载数据,所以为了计算方便,将信道看作0∼880 MHz.第一个数据符号的样点范围为[339∼400],时间范围为t=[337T0,400T0],其中T0=Ts/80为采样时间间隔.所以,[339∼400]采样点的短训练序列表达式为

从式(8)的理论分析结果(见图8)来看,当在发送端加载空数据时,改进前的短训练序列对接收信号数据段的低端子载波有明显干扰(见图8(a));而改进后的短训练序列对数据段的干扰则很小(见图8(b)).

图8 理论分析结果Fig.8 Theory analyzing results

3 实验结果

实验平台如图9所示,图10为光传输信道的传递函数.在发送端,先用Matlab软件产生需要发送的OFDM符号,经任意波形发生器(arbitrary waveform generator,AWG)生成发送信号,由分布式反馈(distributed feedback,DFB)激光器进行光强度调制,经25 km单模光纤传输到接收端;在接收端,由PIN探测器进行光电转换,经880 MHz的低通滤波器传输至示波器进行信号采集,再用Matlab软件进行OFDM信号解调.OFDM信号的参数配置如表1所示.

图9 实验平台Fig.9 Experimental platform

图10 信道传递函数Fig.10 Channel transfer function

表1 实验系统参数Table 1 Experimental system parameters

图11为实验结果的时域波形,其中数据符号段的所有子载波数据均为零,因此对于理想的低端截止频率为零的传输信道,在接收端训练序列过后的数据符号段应为零.但对于实际信道,低端截止频率不可能做到零频,如图9所示实验系统的低端3 dB截止频率为10 MHz.因此,非零均值的训练序列存在拖尾现象,表现在改进前短训练序列(见图11(a))波形在数据段开始处有明显凹陷干扰,而改进后短训练序列(见图11(b))波形则没有干扰信号.对图11中两个时域波形的第一个数据段信号分别作FFT后,可得到各子载波的信号值(见图12).图12(a)为短训练序列改进前的载波频谱,可见短训练序列对前3个子载波有明显干扰,而对其他子载波的干扰较小;图12(b)为短训练序列改进后的载波频谱,可见对所有子载波均无明显干扰,这与上述理论分析结果是一致的.图12对应的2号子载波星座图如图13所示,可见短训练序列改进前2号子载波的星座点散开成两点,而短训练序列改进后2号子载波的星座点基本收拢到一点.

加载64QAM调制数据后,2号子载波的星座图如图14所示,可以看出,改进前数据接收会有明显的失真现象,改进后有明显改善,可以准确恢复发送数据.

图12 接收端数据段的载波频谱Fig.12 Carrier frequency spectrum of the receiver data segment

4 总结与展望

通过调整应用于OFDM-PON系统中的短训练序列子载波分配,改善了传输系统的性能,降低了由于OFDM信号短训练序列子载波分配不合理造成的时域信号非零均值对低端子载波性能的影响.理论分析和实验结果显示,改进后的短训练序列子载波分配方案对系统性能有了显著改善.这种改进同样适用于OFDM多址接入无源光网络(OFDMA-PON),即根据不同用户占用的不同载波频段,选择相应位置作为该用户的同步训练序列,遵循4倍频原则,也可以达到较好的同步效果.

图13 2号子载波星座图对比Fig.13 Comparison of No.2 subcarrier constellation

图14 加载数据前后星座图Fig.14 Constellations before and after loading the data

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Allocation scheme of short training sequence based on OFDM-PON

CHEN Xi,XU Chao-xing,JIANG Yuan,LI Ying-chun
(School of Communication and Information Engineering,Shanghai University,Shanghai 200444,China)

A short training sequences for orthogonal frequency division multiplexingpassive optical network(OFDM-PON)symbol synchronization is proposed.By adjusting the subcarrier allocation scheme of short training sequence in a wireless local area networks (WLAN),the mean of short training sequence signal in time domain is made from nonzero to zero,overcoming interference of receiving data demodulation caused by the wrong trail of the non-zero mean short training sequence in the time-domain.Simulation and experiments on data demodulation show that the improved method can effectively reduce training sequence interference errors caused by tailing.

orthogonal frequency division multiplexing-passive optical network(OFDM

收时域波形对比 Fig.11 Comparison of the

time-domain waveforms

TN 929

A

1007-2861(2015)05-0560-10

10.3969/j.issn.1007-2861.2014.03.014

2014-04-30

国家自然科学基金资助项目(61132004,61275073,61420106011);上海市科委基金资助项目(13JC1402600,14511100100,15511105400)

李迎春(1962—),男,研究员,博士,研究方向为光纤通信.E-mail:liyingchun@shu.edu.cn