风电机组并网整流系统的设计

程 远，孟昭亮，邵文权

（西安工程大学电子信息学院，陕西西安 710048）

风电机组并网整流系统的设计

程 远，孟昭亮，邵文权

（西安工程大学电子信息学院，陕西西安 710048）

研究风电机组网侧换流器单位功率因数控制系统.首先，设计风电机组并网整流系统软硬件实验平台，硬件平台包括滤波器和主电路的设计，软件平台包括七段式SVPWM控制策略以及软件控制流程.其次，在实验平台上进行并网整流，实现了系统单位功率因数控制.实验结果表明，该系统响应速度快、输出纹波小、效率高.

风电并网；整流器；单位功率因数；双闭环

0 引 言

在我国的能源结构中，煤炭、石油和天然气等非可再生能源在工业应用中还占有着相当大的比例，这不仅造成环境污染的日益严重，同时也严重制约了能源的可持续发展.风能作为一种用之不竭的可再生清洁能源，逐步成为目前解决我国能源紧缺的重要战略选择之一［1－3］.

目前国内外常用的风力发电机组主要包括异步发电机、双馈异步发电机与同步直驱发电机，然而大型风力发电机组在实际运行中，齿轮箱是故障率较高的部件.采用无齿轮箱结构能提高风电机组的可靠性，降低故障率，提高风电机组的寿命［4－6］.直驱式交流永磁同步发电机成了国内很多风电场的新选择.永磁机组同时还有其他优点：能够实现最大风能捕获；有较宽的转速运行范围，可以在－30～50%的转速范围内运行；控制简单，可以灵活地调节有功和无功功率，同时机组具备极强的低电压穿越能力，能够实现零电压穿越［7－8］.

文献［9－12］针对直驱同步风电机组接入电网的动态稳定性进行了仿真研究，系统功率跟踪与稳定性能良好，然而缺乏一定的实验分析；文献［13－18］以三相电压型PWM整流器为研究对象，进行矢量解耦控制独立调节有功功率和无功功率，控制性能较好，可近似实现单位功率因数的校正.

基于此，文中在详细分析风电机组并网工作原理的基础上，提出七段式空间矢量合成方法来生成SVPWM，采用电压外环与电流内环相结合的双闭环解耦控制实现机组并网整流器单位功率因数控制.文中给出了详细的理论分析与系统参数设计，并为验证系统设计的正确性构建了完整的系统实验平台，实验结果表明，系统控制性能良好，验证了所提出控制策略的正确性和有效性.

1 风机并网结构及设计

风机并网装置采用交－直－交结构，其中变频器主电路主要由LCL滤波器以及IGBT三相桥式电路组成.直驱式风电机组整流变换器原理框图如图1所示.

图1 整流实验接线原理图Fig.1 The wiring principle diagram of rectifier experiment

从图1可以看出，实验系统主要由整流器与控制系统2部分构成，其中交流工频侧三相电压经三相调压器调压后，作为整流调试的输入，通过控制IGBT的开通与关断实现直流侧电压恒定，并且使得调压器的相电流为三相对称正弦波.LCL滤波器、支撑电容与开关元件IGBT的选型如下：

（1）滤波电容Cf当PWM整流器单位功率因数运行时，系统阻抗Zb表达式为

式中，Zb为基准阻抗，Ω；E为额定线电压，V；P为额定功率，W.

为保证系统具有较高的功率因数，一般限制电容吸收系统的无功功率低于5%的额定功率，滤波电容Cf为

式中，α为系统吸收无功占有功的比例系数；ωb为系统的角速度，rad／s.

已知系统的额定角速度为314rad／s，令系统吸收的无功成分占有功成分的1%，即比例系数为1.01，算得为110μF，此时滤波电容对系统功率因数的影响可以忽略.

（2）变流侧电感L1考虑到系统控制的稳定性和开关损耗，一般选取谐波峰值电流ipk做为设计电感L1的标准，可得

式中：U为系统相电压，V；fs为开关频率，Hz；ipk为谐波峰值电流，A.

已知电网相电压为220V，开关频率为5kHz，谐波峰值一般为基波峰值电流的15%，计算得变流侧电感为0.005 98H.

（3）网侧电感L2对高频谐波电流来说需要网侧电阻呈现高阻抗，促使高频谐波电流大部分流经低阻抗的电容支路，使得流经网侧的谐波电流只占变流器侧的很小一部分.根据对谐波的削弱量（一般为10%），可计算出网侧电感，一般选取L2＝0.5L1，即L2取0.003H即可获得很好的滤波效应.

（4）阻尼电阻R LCL滤波器设计时一般选择谐振频率在10倍电网电压频率至0.5倍开关频率之间，因为电流在这段频率的谐波含量较少，可以尽量避免谐振.谐振频率fr的计算公式为为抑制LCL滤波器谐振，通常在滤波电容C支路串联一个合适的阻尼电阻R.

（5）直流电容的选取 直流侧电容的选取主要考虑电容的耐压和容量2个方面，根据现有的设计原则，取44μF的电容，提供50mA的电流.当装置运行于实际工作线电压为500V，功率额定时的电流为10A，此时需要的电容量为2 200μF，实际使用时采用4个DC400V，3 300μF的电容器构成三串两并的运行方式，达到均压和均流的作用，同时防止因电容故障造成的开关器件损毁，保证整个装置能够安全、稳定运行.

（6）开关器件IGBT的选型 IGBT选型主要考虑额定电压，额定电流以及散热条件等.考虑1.5～2.0倍的安全系数，主电路开关器件选用75A，1 200V的IGBT模块.选用的元器件为EUPEC的BSM75GB120DN2.

2 控制策略

2.1 SVPWM控制策略

SVPWM控制策略采用逆变器空间电压矢量的切换以获得准圆形旋转磁场，从而在不高的开关频率条件下，使得交流电动机获得较SPWM控制更好的性能.文中采用七段式空间矢量合成方法来生成SVPWM波形，由3段零矢量和4段非零矢量组成，3段零矢量分别位于PWM波的开始、中间和结束.这种方法，每相每个PWM波只使功率器件开关一次，以I扇区为例，将矢量切换点TCM1，TCM2，TCM3分别与三角波比较，差值大于滞环比较器所定义的滞环宽度时，PWM信号输出置为1，否则为0.

假设参考电压空间矢量Ur处于第I扇区（0°～60°），则为了使Ur的相邻矢量U1，U2的合成矢量等效于Ur，使得

式中，Tc为采样周期；T1为U1的作用时间；T2为U2的作用时间.

设参考电压空间矢量在α，β的分量分别为Uα，Uβ，则将Ur分解到α，β轴后可得

由于每个矢量的幅值均为2Udc／3，可得

同样，可以解得参考电压空间矢量在其他扇区内时，两个相邻的非零矢量的作用时间.

由图2可以得到电压矢量比较器的TCM1，TCM2，TCM3切换点，TCM1的切换点为（T－T1－T2）／4，TCM2的切换点为（T＋T1－T2）／4，TCM3的切换点为（T＋T1＋T2）／4.类似可以得到其他扇区的切换时间，根据切换时间生成SVPWM波，对逆变器进行控制便可以合成所期望的电压空间矢量.

2.2 双闭环解耦控制

图3为系统控制框图，要实现网侧变流器正常工作，须通过对机侧变流器的调节从而保证直流侧电压始终为恒定值，通过调节发电机侧变流器，使直流侧电压为恒定值，控制系统采用电压外环与电流内环构成双闭环控制系统.电流内环控制是为了确保电流动态跟踪的快速性，电压外环控制不仅可以稳定直流侧

图2 SVPWM波形图Fig.2 The waveform figure of SVPWM

的电压，且可以实现单位功率因数控制.有功电流分量Id和无功电流分量Iq可以通过交流侧三相电流ia，ib，ic经过dq变换得到，然后有功电流分量Id与有功电流参考值Idref，无功电流分量Iq与无功电流参考值Iqref分别进行比较，所得到的差值经PI调节器输出，输出值经过dq旋转坐标变换到αβ坐标系后，其输出量就可以作为SVPWM的输入，进一步就可以得到开关功率管的控制信号.将直流侧电压参考值Udref与直流侧电容电压实际所测得的反馈值UDC比较后经过PI调节器后就可以得到有功电流参考值Idref.由于参考值Idref，Iqref和反馈值Id，Iq在稳态时均为直流信号，因此通过PI调节器可以实现无稳态误差的电流跟踪控制.

图3 电压型直接电流控制Fig.3 Voltage type direct current control

3 软件设计

根据并网装置整流侧的控制，设计定时器T2中断服务程序.当T2下溢中断发生时，软启动AD采样，采集直流母线电压、网侧三相线电压及电网三相电流.由DSP完成定标处理后将线电压转化为相电压和坐标变换等.对直流母线电压PI调节，然后分别进行d轴和q轴电流的PI调节.通过前馈解耦得到两相静止坐标系下的电压，进行扇区判断以及矢量作用时间，完成SVPWM控制，最后恢复现场，并返回.

4 结果与分析

原LCL电路需要根据开关频率对网侧和变流器侧电感值做调整，实验中开关频率为5kHz，将网侧电感调整为1mH，变流器侧电感调整为2mH.为避免LCL滤波器发生谐振，阻尼电阻也需要做调整，实验中采用了0.5Ω，100W的电阻.实验中需要对电流进行采样，所以系统不能空载，给电容两端加一电阻负载Rdc＝100Ω.三相电压采样取调压器的输出电压，电流采样取输入变流器的电流.

整流实验中机侧变流器三相电压的幅值为直流侧电容两端电压的脉冲波，实际测得波形如图4所示，其中由上到下4路信号分别为：机侧变流器线电压uab，ubc，uca，调压器输出电压Uab，可以看出变流器端三相电压相序和相位与三相调压器的线电压基本一致，幅值基本恒定为70V，即整流所得电容两端电压为70V.

图4 整流变流器端电压波形Fig.4 The current waveform of rectifier converter side

图5 直流电压为160V时三相电流Fig.5 The three－phase current of 160VDC voltage

图5给出了整流时输入到变流器端的电流波形，图中1通道、2通道所示波形分别为输入到变流器端的电流采样波形，3通道、4通道分别为调压器输出线电压uab和ubc.

实验中三相调压器的输出电压始终保持线电压峰值为35V，对于不同整流输出，测得相电流如表1所示（表1中相电流均为峰值，负载电阻Rdc＝100Ω）.可知网侧输入到整流侧输出的功率传输效率随着电容电压的增大而增大.

表1 网侧输入功率与变流侧负载功率对比Table 1 The comparison of grid side input power and load power converter side

图6 系统输出电压电流波形Fig.6 The voltage and current waveform of system output

实验中还对比了相电流ib和对应的线电压ubc之间的关系，如图6所示.从图6可以看出，线电压ubc超前相电流ib约1.5ms，转化为角度即1.5×360°／20＝27°，功率因数为cos3°≈1，基本实现了单位功率因数.

5 结束语

文中针对机组网侧换流器系统构建了完整的系统实验平台，采用七段式空间矢量合成方法生成SVPWM，采用电压外环与电流内环相结合的控制策略进行实验.结果表明所提出控制策略的正确性和有效性，参数设计有通用性，系统控制性能良好，对于风电机组并网相关研究工作具有工程参考意义.

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编辑：孟 超；校对：武 晖

Design of rectifier system of wind turbines grid

CHENG Yuan，MENG Zhaoliang，SHAO Wenquan

（School of Electronics and Information，Xi′an Polytechnic University，Xi′an 710048，China）

The unit power factor control system of the wind turbine grid－side converter is investigated.Firstly，the hardware and the software test platform of wind turbine grid rectifier system are designed.The hardware platform includes the design of filters and primary circuits，while the software platform includes the seven－segment SVPWM control strategy and the software control flow.Then，the grid rectifier experiment on the test platform is carred out and unit power factor control system is implemented.Experimental results show that the system has fast response，low output ripple，and high efficiency.

wind power grid；rectifier；unit power factor；double closed loop

TM 461

A

1674－649X（2015）05－0611－06

10.13338／j.issn.1674－649x.2015.05.017

2015－06－17

西安市科技计划资助项目（CXY1437（3））

程远（1985—），男，陕西省西安市人，西安工程大学助教，研究方向为电力电子与电力传动研究.E－mail：chengyuan＠xpu.edu.cn