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结合天线互耦分析的同车电台射频干扰对消

2015-06-05刘建成赵宏志全厚德崔佩璋唐友喜孙慧贤

系统工程与电子技术 2015年11期
关键词:计算误差衰减器干扰信号

刘建成,赵宏志,全厚德,崔佩璋,唐友喜,孙慧贤

(1.军械工程学院信息工程系,河北石家庄050003;2.电子科技大学通信抗干扰技术国家级重点实验室,四川成都611731)

结合天线互耦分析的同车电台射频干扰对消

刘建成1,赵宏志2,全厚德1,崔佩璋1,唐友喜2,孙慧贤1

(1.军械工程学院信息工程系,河北石家庄050003;2.电子科技大学通信抗干扰技术国家级重点实验室,四川成都611731)

伴随战场指挥通信系统的复杂化,车载多部军用超短波(very high frequency,VHF)电台间互扰问题日益突出。针对同车电台间互扰问题,提出了结合天线近场耦合计算的射频干扰自适应对消方法,在此基础上推导出了耦合计算误差影响系统收敛时间的解析表达式。该方法通过预先建立同车收发天线近场模型,计算得出收发天线间耦合系数和相位失真度,再利用该结果设定自适应干扰对消链路的初始参数,缩短了射频自适应干扰对消算法的收敛时间。仿真表明,所提方法在不降低对消比情况下,与现有的自适应对消方法相比收敛时间缩短了30%以上,同时也验证了计算误差影响收敛时间解析表达式的正确性。

电台互扰;近场耦合;自适应干扰对消;收敛时间

0 引 言

随着战场信息化的发展,各级指挥通信系统日趋复杂,大量电子设备装备于同一指挥系统,设备间存在严重的相互干扰,使得战场电磁环境日益复杂。比如,同一辆通信指挥车上通常装备有多部短波和超短波(very high frequency,VHF)电台,多部电台间存在严重的邻道干扰,即使在频分情况下也不能够同时正常工作。其原因在于,相邻电台辐射的电磁波在接收机天线处产生很强的干扰电压,超出了接收机的动态范围,造成接收机阻塞。

针对电台间的互扰问题,国内外都进行了深入的研究,相关成果也在实际设备中得到了应用。20世纪70年代末美国的Harris S J和Rosasco S J提出了利用相位微调器与正交矢量合成相结合的闭环干扰和噪声对消系统,在干扰信号功率为几十瓦量级时,能够实现40 dB以上的对消比[1],但该系统对移相器和电调衰减器的性能要求高,由于未采用自适应的调节方法,系统收敛时间长(大于20 ms),无法满足现役VHF电台的需求。文献[2]中进一步提出了一种宽频带对消系统,工作波段为225~400 MHz。该系统采用发射导频的双环自适应对消工作模式,可在fc±85 k Hz范围得到大于50 d B的干扰对消比,不过该自适应对消过程的系统收敛性有待进一步提高。文献[3]中分析了正交两路信号控制精度对自适应干扰对消系统性能的影响;文献[4- 6]中都分析了对消系统中两条支路的延时误差对性能的影响;文献[7]将功放的线性化技术应用在了对消邻道干扰中,但均未明确给出改善系统收敛速度的方法;文献[8]提出利用光通信实现本地收发间的干扰对消,但该方案的应用受到限制;文献[9]研究分析了最小均方(least mean square,LMS)自适应算法的低复杂度实现问题;文献[10- 12]将自适应对消系统应用于同时同频全双工(co-frequency co-time full duplex,CCFD)通信中,取得了55 dB以上的对消比,不过文献中并未分析收发天线间耦合关系;文献[13]中只是分析了同车收发设备间共址干扰产生机理及其对设备性能的影响。上述文献中的干扰对消方法收敛时间长,当应用于军用电台的跳频通信方式时,不能够有效满足快跳速对系统对消处理时间的要求。

为此,本文从预设初始参数缩短系统收敛时间的角度出发,提出了通过预分析计算同载体平台收发天线间近距离耦合参数,再以查询表的方式辅助射频干扰自适应对消的方法。仿真表明,该方法能够有效缩短系统收敛时间,为对消系统在高速跳频电台中应用奠定了基础,同时也适用于目前广泛研究的CCFD。另外,为避免理论分析计算的天线耦合参数与实际值误差较大,可通过实际训练测量加以修正。

1 已有射频干扰对消模型

图1是已有文献中提出的自适应干扰对消系统[25],该对消系统主要由移相器、衰减器和误差控制器组成。该系统首先在发射天线耦合器前导出参考信号,再通过90°相移器分为正交的i和q两路信号,每一路分别由相应的衰减器控制其幅度,之后再进行合并生成重建信号Sc(t),最后与接收机天线接收的干扰信号SI(t)进行反相合并对消,输出期望信号r(t)。该系统的自适应性体现在通过误差反馈信息控制衰减器,进而改变重建新号的幅度和相位,改善最终的干扰对消比(interference cancellation ratio,ICR),即对消前后的干扰信号功率之比。

式中,PI为对消前的干扰信号功率;PIC为对消后的残余干扰信号功率。

图1 已有干扰对消系统模型

由于无辅助信息,系统中i、q两路衰减器的初始参数一般为1,合成的初始重建信号与干扰信号相差较大。在误差放大器和控制参数一定(自适应的步长因子为定值)时,整个自适应误差反馈控制链路的收敛时间较长,影响了整个对消系统的效能发挥。为此,本文后续部分提出了基于天线互耦分析的干扰对消模型,通过设定两路衰减器初值,有效降低了系统收敛时间。

2 天线近场互耦的数学分析

现有的陆基VHF战术指挥通信系统以车载方式为主,使用天线多是全向鞭状天线。为便于分析,同时不失其一般性,本文以车顶上安置的两副相同鞭状天线为例,进行互耦分析,具体结构如图2所示,多副天线情形可以此类推。车体上两副天线间的距离较近,一般在VHF波段的λ/10~λ/4,属于天线辐射的近场区和菲涅耳区,不能以远场区的公式进行计算分析,所以这里采用电磁分析中常用的矩量法计算分析两副天线间的耦合关系[1415],为获取本文对消方法中的耦合参数提供理论分析。

图2 指挥通信车模型

由于天线相距较近,车体是具有良好导电性的铁质材料,问题分析可等效于有限导体平面上两副半波直立细天线的耦合关系分析。在分析过程中需要将两副天线与车体视为一个整体,统一进行剖分,充分考虑它们之间的互耦效应,如图3所示。

图3 天线耦合分析图

电磁场分布及耦合关系的计算分析,关键是求解每一个剖分单元的分布电流I1,n、I2,m、Jk及它们之间的互阻抗znm、zmn,已知分布电流后即可由电场强度E与矢量位H之间的关系,计算得出发射天线上分布电流在接收天线表面上产生的感应电场强度E21,进而求得接收天线负载上的电压I2(0)ZL,即接收天线输出的信号sI(t)强度及其相位信息。这里I2(0)和ZL分别表示收天线馈源处的电流值及其阻抗(假设发射天线阻抗同为ZL)。

式中,arg()表示求复数的辐角。

若假设发天线发送信号的幅度为A,收天线接收信号幅度为A′,则A与A′之间满足如下关系:

由式(2)和式(3)所示的相位延迟和耦合关系计算结果即可构建对消链路,实现对本地射频干扰信号的有效对消。

3 基于天线互耦分析的自适应干扰对消

在通过理论分析和实际训练测量获得较为准确的天线间互耦参数基础上,本节给出基于查询表方式的自适应对消链路初值设定模型,如图4所示,实现具有较短收敛时间的干扰对消。该干扰对消方法利用了天线间近场互耦关系,得出干扰信号sI(t)相对于参考信号s(t)在幅度和相位上的失真,进而通过控制两路衰减器缩短对消环路的收敛时间。

图4 本文干扰对消模型

由于指挥车一般会选择平坦开阔地域,且收发天线处于彼此的近场区或菲涅耳区,所以接收天线的干扰信号主要是通过直接耦合方式产生,其他反射路径产生的干扰信号相对而言一般属于弱小信号,不会阻塞接收机,可在后续的数字域进行抑制处理,这里不再考虑。

假设在发射机天线耦合器前端的信号为

经天线互耦通道进入接收机前端(射频调谐滤波前)后,信号变为

其中相位θI中已包含路径传输延迟的影响,接收机天线接收到的期望信号为r(t)。

由以上假设可知,接收机天线输出信号的表达式为

式中,n(t)为高斯白噪声。

如图4所示,假设由前述内容计算分析得出本地干扰信号为

则可根据相位结果θ′I和幅度结果A′I分别控制衰减器,最终合成需要的干扰重建信号。对消系统中由传输线而导致的相位延迟和功率损耗可认为是定值,只需在衰减器参数设置中加以考虑,减去对应值即可,所以不再考虑该部分对相位和幅度的影响。

已知i路信号和q路信号与原信号间相位差分别为φi=90°和φq=0°,再根据互耦分析结果θ′I和A′I可计算出两路衰减器的初始值Ai和Aq,则在无反馈调节下图1中两路信号si(t)和sq(t)经衰减器后可分别表示为

令Δφi=θ′I-φi,Δφq=θ′I-φq。合并后的干扰重建信号为

化简整理得

可见,若以计算的本地干扰信号s′I(t)为对消目标信号,欲取得最佳干扰对消效果,则输入反相合并器的重建信号sc(t)中相关控制参量需满足以下关系:

由前述推导可知,式(9)中Δφi、Δφq和A′I已知,通过求解该式即可得两路衰减器的初始值Ai和Aq

至此,完成对消链路参数的初始化。

由于天线互耦计算结果中的干扰信号s′I(t)与实际干扰信号sI(t)之间可能存在误差,可通过对消后信号进行反馈调节衰减器,进一步降低误差,得到更高的ICR。

由以上分析可知,经反馈误差调节后的重建信号可表示为

式中,wi(t)和wq(t)为两路衰减器权值;τ为一次反馈迭代所需的假设时间(其值与衰减器和低通滤波器时间常数有关,具体分析可见文献[4,6])。由式(11)将对消后残余信号表示为

可见,欲使ICR达到最大,则对消后残余信号需要满足以下准则:

根据最小均方误差准则可建立LMS算法的干扰对消过程,设步长因子为μ,i和q两路的权值在t-τ与t时刻之间的迭代计算过程如下:

由以上的描述过程可有效对消相邻发射设备的射频干扰。

4 干扰对消方法性能分析

在建立了结合天线耦合分析的自适应干扰对消模型基础上,本节首先分析了自适应干扰对消方法中初始误差对系统收敛时间的影响,进而分别推导出了已有的自适应对消方法和本文方法所对应的收敛时间解析表达式,得出了本文方法中天线互耦计算误差与收敛时间的关系。

4.1 自适应干扰对消系统收敛时间分析

下面推导系统收敛时间与初始误差的关系,为方便推导式(13)与式(14)之间的关系,现将信号以向量形式表示如下:

式中

由信号s(t)特性可设E{sT(t)s(t)}=K,K为常量。所以有E{s(t)sT(t)}=·I,I为单位矩阵,则式(13)中的误差均方值可等价为

由式(14)可知

代入式(18),得

又因为

所以有

式中,σ2=E(|u(t)|2)为期望信号和噪声的均方值,为常量。参考文献[18],可见系统收敛需要满足

由式(15)和天线接收信号表达式可知,对消前的干扰信号均方值为

所以这里假定μ取值在收敛范围内,在t0+nτ时刻系统的ICR可表示为

由式(26)可得,ICR一定时对应的系统收敛时间为

由于AI、K、ICR、σ2和μ均为常量,所以该式可简化为

式中

可见,步长因子μ和系统ICR一定情况下,式(28)即为系统收敛时间与初始误差ec(t0)间的约束关系,由该式即可分别求得已有方法和本文方法对应的收敛时间。

4.2 已有方法收敛时间

首先,给出已有方法中的初始对消误差表达式(这里只分析互耦计算误差对系统收敛时间的影响,所以不再考虑文献[5]中所分析的两路正交信号时延不匹配问题)。设已有方法中两路衰减器初始权值均为1,即初始的重建信号为

令u(t)=r(t)+n(t),定义满足式(13)的对消误差为ec(t)=e(t)-u(t),则现有方法中初始时刻t0的对消误差为

代入式(28)可得收敛时间

4.3 本文方法收敛时间

参考第4.2节,由式(9)和式(10)的参数初始化过程可知,本文所提方法中合成的初始重建信号为

同理可得本文方法中的初始对消误差为

代入式(28)可得本文方法收敛时间的解析表达式

可见,该解析表达式同时反映了天线互耦计算误差对系统收敛时间的影响。

5 仿真实验

仿真以实际情况为参考,设车和天线的尺寸参数分别为:平台车体长约6.5 m,宽2.5 m,高2.2 m;鞭状天线长3.2 m(中部馈电,半径为0.01 m),间距为1.5 m;两部电台采用正交相移键控(quadrature phase shift keying,QPSK)调制方式,传输速率为9.6 kbps;发射电台天线馈源处信号功率为37 dBm;接收电台天线耦合的期望信号功率为-67 dBm;收发电台信道间隔200 k Hz,分别工作于54.0 MHz和54.2 MHz;天线输出端口噪声限为-110 dBm(假设发射机耦合器已调谐)。

由上述互耦分析方法可计算出VHF电台常用工作频率在30~88 MHz范围内,天线1与天线2之间的耦合系数、天线2上负载处电流的相位,二者与发射信号频率之间的关系分别如图5和图6所示(实际应用中,可通过不同环境下的多次实际测量数据对结果进行修正,从而减小误差)。

图5 30~88 MHz天线耦合系数与频率间关系

图6 30~88 MHz天线耦合相位失真与频率间关系

由图5可知,在发射频率为41.5 MHz时耦合系数达到最大值,图6中ZL上电流相位取值[-180°180°],在41.5 MHz时为-180°,这体现了天线间的电抗性,具体分析可见文献[14]。对于本文仿真所采用的54.0 MHz发射频率,耦合系数为-16.31,相位为30.82°(即-329.18°)。

由上述仿真计算得天线2负载上的本地干扰信号相位θ′I=30.82°,根据发射功率P=5 W、耦合系数C21=-16.31 d B、负载ZL=50Ω和式(3)即可求得天线2负载上的本地干扰信号幅度。

现分析接收天线输出的信号,由以上内容可得该信号功率谱密度如图7所示,可见期望信号强度要远小于本地发射机所产生的干扰信号,两者相差80 dB以上,对于54.2 MHz频率处的干扰信号的带外谱也要比期望信号强20 dB以上,所以较强的本地射频干扰会阻塞接收机,必须在射频带通滤波前进行干扰对消。

图7 接收天线输出信号频谱

[6]中对步长因子μ大小与对消后期望信号损耗间关系的分析,这里取μ=(1/K)×10-4,由上文分析可知K约等于2倍发射天线耦合器输入信号的平均功率P(单位:mW)。假设天线耦合计算的干扰幅度和相位延迟误差分别为θΔ=2.5°,AΔ=0.2A′I。图8对应的是已有方法和本文方法在不同时间达到的ICR。可见,已有的自适应对消方法在t=1.3×10-4s之后开始趋于收敛状态,而本文方法是在t=0.8×10-4s(小于一个基带码元持续时间)。分析经t=0.8×10-4s时对消误差信号的频谱,如图9和图10所示,可见本文方法在该时刻已获得60 dB以上的ICR,远高于现有方法,结合图8表明本文方法收敛时间明显短于现有方法。

图8 不同时间达到的ICR

图9 t=0.8×10-4s时现有方法对消误差频谱

图10 t=0.8×10-4s时本文方法对消误差频谱

下面以ICR=60 dB为系统收敛门限,步长因子μ同上,仿真分析本文方法中天线互耦计算误差θΔ和AΔ对系统收敛时间的影响。图11是根据仿真条件和式(35)计算出的所需收敛时间与相位、耦合幅度计算误差之间的理论曲面。图12是系统收敛时间在幅度计算误差AΔ分别为0.05A′I、0.1A′I、0.3A′I、0.5A′I时,与相位计算误差间的关系,图13反映的是系统收敛时间在相位计算误差θΔ分别为0.5°、2°、5°、10°时,随幅度计算误差的变化。

图11 互耦计算误差与系统收敛时间关系

图12 相位分析误差对应的系统收敛时间

图13 耦合系数分析误差对应的系统收敛时间

分析图12和图13,可见图12中4条曲线变化较大,即在相位计算误差一定情况下幅度计算误差对系统收敛时间影响较大;图13反映出在幅度计算误差大于20%时,相位计算误差对系统收敛时间影响较小;结合图12和图13可见在相位和幅度计算误差分别为20°和30%时,系统收敛时间约为0.9×10-4s,比现有方法的1.35×10-4s(见图8)减小了30%以上,能够适用于天线耦合参数具有一定误差的情况。另外,比较图12、图13和图11,可见计算误差分析曲线与式(35)所得曲面相符合,从而验证了文中所推导的计算误差影响收敛时间解析表达式的正确性。

6 结 论

本文结合近距离天线间互耦分析,通过理论计算和实际数据测量得出发射天线在接收天线产生干扰的幅度衰减和相位失真,进而设定对消系统的初始参数,减小初始误差,在不降低ICR的前提下,有效缩短了系统收敛时间。仿真表明,该方法在天线耦合参数具有一定误差情况下,系统收敛时间仍能够小于10-4s,与已有的自适应对消方法相比缩短了30%以上。另外,本文还分析推导了互耦计算误差影响系统收敛时间的解析表达式,并通过仿真验证了其正确性。本文建议的自适应干扰对消方法只需预先得出天线间的耦合关系,实现了同等ICR下的快速收敛。所以,该方法为解决同载体快速跳频电台间互扰问题奠定了基础,同时在其他无线收发设备互扰抑制中也具有重要的应用意义。

参考文献:

[1]Harris S J,Rosasco S J.High power HF and noise cancellation system[R].RADC-TR-80- 56.New York:Rome Air Development Center,1980.

[2]Lee D W,Burton S A.High power broadband cancellation system[R].RADC-TR-81-15.New York:Rome Air Development Center,1981.

[3]Ma Y G,Du W L.Performance analysis and design of adptive interference cancellation system[J].Journal of Xidian University,1992,19(1):84- 92.(马义广,杜武林.自适应干扰抵消系统的性能分析与设计[J].西安电子科技大学学报,1992,19(1):84- 92.)

[4]Li W L,Zhao Z H,Tang J,et al.Performance analysis and optimal design of the adaptive interference cancellation system[J].IEEE Trans.on Electromagnetic Compatibility,2013,55(6):1068- 1075.

[5]Syrjala V,Valkama M,Anttila L,et al.Analysis of oscillator phase-noise effects on self-interference cancellation in full-duplex OFDM radio transceivers[J].IEEE Trans.on Wireless Communications,2014,13(6):2977- 2990.

[6]Choi Y S,Hooman S M.Simultaneous transmission and reception:algorithm,design and system level performance[J].IEEE Trans.on Wireless Communications,2013,12(12):5992- 6010.

[7]Varahram P,Mohd A B,Mohammady S,et al.Power amplifier linearisation scheme to mitigate superfluous radiations and suppress adjacent channel interference[J].IET Communications,2014,8(2):258- 265.

[8]Chang J,Prucnal P R.A novel analog photonic method for broadband multipath interference cancellation[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2013,23(7):377- 379.

[9]Meher P K,Park S Y.Critical-path analysis and low-complexity implementation of the LMSadaptive algorithm[J].IEEE Trans. on Circuits and Systems I:Regular Papers,2013,61(3):778- 788.

[10]Anttila L,Korp I D,SyrjäläV.Cancellation of power amplifier induced nonlinear self-interference in full-duplex transceivers[C]∥Proc.of the Asilomar Conference on Signals,Systems and Computers,2013:1193- 1198.

[11]Bharadia D,Mc Milin E,Katti S.Full duplex radios[C]∥Proc.of the ACM SIGCOMM Computer Communication Review,2013:375- 386.

[12]Xu Q,Quan X,Pan W S,et al.Analysis and experimental verification of RF self-interference cancelation for co-time cofrequency full-duplex LTE[J].Journal of Electronics&Information Technology,2014,36(3):662- 668.(徐强,全欣,潘文生,等.同时同频全双工LTE射频自干扰抑制能力分析及实验验证[J].电子与信息学报,2014,36(3):662- 668.)

[13]Zhao B,Quan H D,Cui P Z.Quantitative ananlysis on radio co-site interference[J].Journal of Radio Science,2011,26(5):837- 843.(赵波,全厚德,崔佩璋.无线电同址干扰定量分析方法研究[J].电波科学学报,2011,26(5):837- 843.)

[14]Orfanidis S J.Electromagnetic waves and antennas[M].New Brunswick:Rutgers University,2014.

[15]Ursula C R,Maicon V M,Marcio M A.Evaluation of singular integral equation in Mo M analysis of arbitrary thin wire structures[J].IEEE Trans.on Magnetics,2014,50(2):457- 460.

[16]Mohan A,Daniel S W.Accurate modeling of the cylindrical wire kernel[J].Microwave and Optical Technology Letters,2006,48(4):740- 744.

[17]Wang Z G,Sun Y F,Wang G H.Analysis of electromagnetic scattering characteristics from conducting targets using improved fast dipole method and characteristic basis function method[J].Journal of Electronics&Information Technology,2013,35(9):2272- 2277.(王仲根,孙玉发,王国华.应用改进的快速偶极子法和特征基函数法分析导体目标电磁散射特性[J].电子与信息学报,2013,35(9):2272- 2277.)

[18]Dimitris G M,Vinay K I,Stephen M K.Statistical and adaptive signal processing[M].New York:McGraw-Hill Companies,2000.

刘建成(198-7- ),男,博士研究生,主要研究方向为无线通信干扰抑制技术。

E-mail:liujiancheng1987@126.com

赵宏志(197-8- ),男,副教授,博士,主要研究方向为无线信号处理。

E-mail:lyn@uestc.edu.cn

全厚德(1963- ),男,教授,博士研究生导师,博士,主要研究方向为无线通信技术、指挥系统、通信设备性能测试。

E-mail:leopardfly222@163.com

崔佩璋(197-4- ),男,副教授,博士,主要研究方向为信息与通信工程。

E-mail:cpz_zk@163.com

唐友喜(1964-),男,教授,博士研究生导师,博士,主要研究方向为数字通信、扩频通信(包括CCFD,OFDM)。

E-mail:tangyx@uestc.edu.cn

孙慧贤(198-0- ),男,讲师,博士,主要研究方向为指挥控制系统抗干扰技术。

E-mail:Ares_sun@163.com

RF interference cancellation based on antennas coupling analysis for radios on the co-vehicle

LIU Jian-cheng1,ZHAO Hong-zhi2,QUAN Hou-de1,CUI Pei-zhang1,TANG You-xi2,SUN Hui-xian1
(1.Department of Information Engineering,Ordnance Engineering College,Shijiazhuang 050003,China;2.National Key Laboratory of Science and Technology on Communications,University of Electronic Science and Technology of China,Chengdu 611731,China)

The interference between military very high frequency(VHF)radios in the same vehicle is producing more trouble with the increasing complication of the tactical command and control system.A radio frequency(RF)interference cancellation method based on exploring the mutual near-field coupling between antennas,is proposed to cancel the mutual interference of radios on the co-vehicle.In addition,an analytical expression is derived to reflect the relationship between coupling calculation error and convergence time of the system.This method builds the near-field analysis model between transmitting and receiving antennas over one vehicle in advance,meanwhile,the mutual coupling and phase distortion are deduced.Then the calculation result is utilized to set the original parameters of the adaptive interference canceling chain,and efficiently cancel the RF interference.Finally,the simulations verify that the system convergence time is 30%less than that of the existing adaptive cancellation method,and prove the validity of the analytical expression reflecting how the coupling calculation error impairs system convergence time.

radio mutual-interference;near-field coupling;adaptive interference cancellation;convergence time

TN 911

A

10.3969/j.issn.1001-506X.2015.11.27

1001-506X(2015)11-2598-08

2014- 11- 07;

2015- 02- 17;网络优先出版日期:2015- 05- 06。

网络优先出版地址:http://www.cnki.net/kcms/detail/11.2422.TN.20150506.1148.002.html

国家高技术研究发展计划(863计划)(2014AA01A704,2014AA01A706,2015AA01A701);国家自然科学基金(61531009,61271164,61471108,61201266,61501093);国家科技重大专项(2014ZX03003001- 002)资助课题

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