一种三阶曲率补偿带隙基准电压源的设计

张献中， 张 涛

(武汉科技大学信息科学与工程学院，湖北 武汉，430081)

一种三阶曲率补偿带隙基准电压源的设计

张献中， 张 涛

(武汉科技大学信息科学与工程学院，湖北 武汉，430081)

在传统电流求和模式带隙基准电压源的基础上进行改进，设计了一种简单的三阶曲率补偿带隙基准电压源。该基准源由启动电路、低压高增益两级运算放大器、基准核心电路和高阶曲率补偿电路组成。在低温段，通过PMOS管进行二阶补偿；在高温段，通过PTAT2电流进行三阶补偿。基于CSMC 0.35μm CMOS工艺，采用Cadence软件对设计电路进行仿真分析。结果表明，在-40～125 ℃温度范围内，5 V电源电压下，基准源输出电压为1.226 V，输出电压变化范围为0.51 mV，基准源的温度系数为2.5×10-6/℃，低频时的电源抑制比为-67 dB。

带隙基准电压源；高阶曲率补偿； PTAT2电流；温度系数；基准电路

高精度、高电源抑制比的带隙基准电压源为其他电路模块提供高精度电压基准或由其转化的高精度电流基准，它广泛应用于模拟电路、数模混合电路、DC-DC变换芯片和低压差线性稳压器中[1]。基准电压源的精度、温度稳定性和抗噪声能力直接影响到整个系统的精度和性能。在设计传统的带隙基准时，往往忽略对其性能影响不大的高阶项，而只对基极-发射极电压VBE的一阶分量进行补偿，其温度系数典型值为(2～5)×10-5/℃[2]，所得基准电压精度有限，不能满足高性能系统的需求。

想要获得高精度的带隙基准电压，就必须采用高阶曲率补偿的方法精确补偿其高阶非线性分量。近年来，研究者提出了很多行之有效的高阶曲率补偿方法，如与温度相关的电阻比例技术[3]、动态基准渗透技术[4]、分段线性补偿技术[5]等。但是这些补偿技术要么对设计或工艺有其他特殊要求，要么结构太复杂，对于标准CMOS工艺来说不易实现。针对上述情况，本文拟设计一个简单的三阶补偿带隙基准电路，以精确补偿VBE的高阶非线性分量，从而显著降低带隙基准源的温度系数。

1 传统电流求和模式带隙基准源

传统电流求和模式带隙基准[6-8]的电路如图1所示，图中M1～M3构成电流镜，将双极型晶体管(BJT)支路电流镜像到输出支路；放大器OP以节点X、Y为输出端，工作在深度负反馈状态，使得X、Y点电势相等，即VX=VY，于是有：

(1)

(2)

Fig.1 Traditional bandgap reference circuit with current summing mode

ΔVBE=VBE1-VBE2=

(3)

由以上分析可得正温度系数电流IPTAT和负温度系数电流ICTAT如下：

I1∝0.087mV/K

(4)

(5)

传统一阶电流求和模式带隙基准电压源的输出表达式为：

(6)

选择适当的R1、R2和R4，就可得到近似零温度系数的基准参考电压。但是，该电流求和模式带隙基准只对温度进行了一阶补偿，基准电压的温度系数不能满足高精度系统的需求。为提高带隙基准输出电压的精度，本文在该电流求和模式带隙基准电路的基础上增加高阶补偿，通过简单的三阶补偿获得具有较低温度系数的基准电压。

2 改进型带隙基准电压源

2.1 改进型带隙基准电路

本文所设计的带隙基准电压源的结构如图2所示，图中，M4～M6构成启动电路；M1～M3构成电流镜；OP、Q1、Q2、R1、R2和R3构成带隙基准的核心电路，产生所需的正温度系数和负温度

系数电流；补偿电阻RP1、RP2和补偿管MP对基准进行二阶补偿；IPTAT2是三阶补偿电流，该PTAT2电流源从输出支路中获取电流，对带隙基准进行三阶补偿。

选择合适的电阻阻值，得到一阶补偿带隙基准源的温度特性曲线为开口向上的非对称抛物线，如图3所示。如果把参考温度分为两段，即低温段和高温段，设法分别减小两温度段内基准输出电压的最大值，就能有效改善带隙基准源的温度特性，而行之有效的方法是使温度特性曲线的两端分别向下弯曲，产生新的极点。这也是带隙基准源二阶和三阶补偿的基本思路。

Fig.3 Temperature characteristics of the first-order compensated bandgap reference

2.2 二阶补偿原理

在基准核心电路中添加一个PMOS管MP，调整电阻RP2上的压降，使MP在整个温度范围内工作在饱和区，并从核心电路中抽取电流，其大小等于MP的源端电流IMP。由于补偿管MP的栅源电压的负温度系数比其阈值电压的负温度系数大[10]，由MOS管工作在饱和区的平方律特性可知，MP的源端电流与温度的平方成反比，即IMP∝-T2。此时，经过二阶补偿，带隙基准的输出电压表达式可以改写成：

(IPTAT+ICTAT+IMP)(R4+R5)

(7)

由以上分析可知，IMP具有负温度系数，能够在低温时通过补偿电阻RP2从支路中抽取负温度系数电流，于是通过电流镜镜像到M3支路的电流就变成了I1+I2+IMP。选取合适的电阻阻值就能使图3中温度特性曲线的左半部分向下弯曲，减小了Vref在低温时的最大值，从而降低了带隙基准的温度系数，这样就实现了在低温时对带隙基准的二阶补偿，二阶补偿带隙基准源的温度特性如图4所示。

2.3 三阶补偿原理

补偿管MP的电流具有负温度系数，在低温段其电流值较大，而在高温段其电流值很小，对高

Fig.4 Temperature characteristics of the second-order compensated bandgap reference

温区域的补偿有限，因此，本文又设计增加了与温度平方成正比的电流，目的是在高温段对带隙基准进行有效的高阶补偿。

电路基于MP1～MP4组成跨导线性环路,由在饱和区工作状态下MOS管的简单平方律模型可知，结点D处的电流为：

(8)

(9)

PTAT2电流与温度的平方成正比，选择合适的R1和IB就能得到只在高温区域起补偿作用的PTAT2电流，通过该电流源从输出支路上抽取与温度平方成正比的电流，补偿了带隙基准在高温区域的非线性分量。这时，输出电压温度特性曲线的右半部分向下弯曲，即曲线产生新的极点，如图6所示。

经过三阶补偿，精确控制在不同温度范围内抽出或注入的正、负温度系数电流，分别减小了带隙基准输出电压在低温区域和高温区域的最大值，将开口向上的非对称抛物线型温度特性曲线变成了形如“M”的曲线，即具有单一极点的温度特性曲线变成了具有多个极点的曲线，有效降低了基准电压源的温度系数。此时，带隙基准输出电压的表达式可以改写为：

(10)

Fig.6 Temperature characteristics of the third-order compensated bandgap reference

2.4 启动电路

由于简并偏置点的存在，系统上电时，偏置电路和基准核心电路的电流有可能为零，电路不能正常工作，为此设计了启动电路，通过小电流使系统在上电时摆脱简并偏置点，保证电路能够正常工作。

启动电路如图2左半部分所示，电路由M4、M5、M6组成，系统上电时，M4首先导通，将M5的栅极电位拉高，使M5导通，这样就为基准核心电路提供了开启电流，同时M6的栅极电压是电阻R3两端的电压，电路正常工作之后，R3两端的电压使M6导通，从而拉低M5的栅压，M5关断，启动电路停止工作，这样启动电路就不会对正常工作的基准电路造成影响。

2.5 运算放大器

本设计采用两级运放，由于运算放大器以晶体管两端电压为输入电压，而晶体管电压在700 mV左右，所以采用PMOS管为差分输入管，具体电路如图7所示。

3 仿真结果及分析

所设计的改进型带隙基准源的主要参数为:N=24，R1=5.7 kΩ,R2=R3=46.8 kΩ,R4=41.5 kΩ，R5=10.1 kΩ，补偿电阻RP1和RP2的阻值均为66.8 kΩ。基于CSMC 0.35 μm CMOS工艺，在TT工艺角下，采用Cadence软件对设计电路进行仿真分析。在电源电压为5 V、温度为-40～125 ℃时，带隙基准电压源的温度特性曲线如图8所示。由图8可知，输出电压的变化范围为0.51 mV，温度系数TC=2.5×10-6/℃。

图9为补偿管MP电流和PTAT2补偿电流的温度特性仿真结果。由图9可见，MP的电流值在低温段较大，起主要补偿作用；PTAT2电流在高温段起主要补偿作用。图10为带隙基准电压源的电源抑制比(PSRR)仿真结果。由图10可见，在电源电压为5 V的条件下，基准源低频时的电源抑制比为-67 dB，频率为10 kHz时，电源抑制比还有-50 dB，表明其具有较好的稳定性。图11为放大器的交流测试仿真结果。由图11可见，放大器的低频增益为65.77 dB，通过密勒补偿，其相位裕度为69.8°，既能满足设计要求，又能使系统快速反应。

Fig.8 Simulated temperature characteristics of the improved bandgap voltage reference

4 结语

本文在传统电流求和模式带隙基准电压源的基础上进行改进，设计了一种简单的三阶曲率补偿带隙基准电压源，将原来具有单一极点的温度特性曲线变成了具有多个极点的曲线，显著降低了基准电压的温度系数。在电源电压为5 V、温度为-40～125℃时，带隙基准可输出稳定在1.226 V左右的参考电压，电压变化范围为0.51 mV，温度系数为2.5×10-6/℃，低频时电源抑制比为-67 dB。所设计的基准电路精度较高，性能稳定，能满足高精度电源管理芯片的使用要求。

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[责任编辑 尚 晶]

A bandgap voltage reference with third-order curvature compensation

ZhangXianzhong,ZhangTao

(College of Information Science and Engineering, Wuhan University of Science and Technology, Wuhan 430081，China)

A simple third-order curvature compensated bandgap voltage reference is designed through improving the traditional bandgap reference with current summing mode. It consists of starting circuit, two-stage operational amplifier with low voltage and high gain, core circuit and high-order curvature compensation circuit. The second-order curvature compensation in low temperature section and the third-order curvature compensation in high temperature section are provided by a PMOS transistor and a PTAT2current, respectively. The reference circuit is simulated based on CSMC 0.35 μm CMOS process by using Cadence software. Results show that, at 5 V supply voltage, the bandgap reference has an output voltage of 1.226 V, which only changes 0.51 mV over a temperature range from -40 ℃ to 125 ℃, a temperature coefficient of 2.5×10-6/℃, and a power supply rejection ratio of -67 dB at low frequency.

bandgap voltage reference; high-order curvature compensation; PTAT2current；temperature coefficient；reference circuit

2014-09-11

湖北省自然科学基金资助项目(2011CDB234);湖北省教育厅科学技术研究计划重点项目(D20101104).

张献中(1987-)，男，武汉科技大学硕士生.E-mail：zhangxianzhong1515@163.com

张 涛(1967-)，男，武汉科技大学教授.E-mail：taomzhang@126.com

TN43

A

1674-3644(2015)01-0067-05