高变比脉冲变压器固态调制器的研制

王庆峰， 刘庆想， 张政权， 李相强

(西南交通大学物理科学与技术学院，四川 成都610031)

高压脉冲调制器是雷达发射机、粒子加速器的核心部分，它的技术方案和性能指标将直接影响到调制器乃至发射机和加速器的成败和性能指标［1-3］.以往，由于受器件发展的限制，高压脉冲调制器一般采用真空管作为开关管，但该类型高压脉冲调制器电路较为复杂，调制管需要灯丝、偏压等辅助电源和电路，体积庞大，同时调制管还存在易打火和寿命较短等问题，成为制约雷达性能提高的主要因数. 近年来，随着大功率半导体开关器件(例如IGBT、MOSFET)的发展和生产工艺的日益成熟，基于全固态开关管的大功率脉冲调制器越来越受到研究人员的重视［4-8］.目前，全固态刚管调制器在雷达发射设备、高能设备、物理加速器等方面得到了广泛应用.如日本东芝公司研制的120 MW大功率全固态调制器［9］;DTI 公司为斯坦福加速器中心研制的大功率全固态调制器［10］;美国SLAC研制的500 kV/2 000 A 大功率全固态调制器，应用在75 MW 级超大功率速调管发射机上，共推动8 只相同的管子用于物理和高功率合成实验［11］.国内在全固态调制器方面也开展了相关技术的研究，多数采用基于大量MOSFET、IGBT 为核心器件的串并联技术实现数十MW 乃至数百MW 功率量级的高压脉冲输出，并取得了长足的进步［4-8，12］.基于全固态调制器具有长期稳定可靠的特点，国内外形成了两种主要发展方向，一是直接耦合型全固态刚管调制器，即通过大量固态开关串、并联满足系统对电压、电流的需求，该技术路线中固态开关存在较大的风险［13］;其二是采用变压器耦合全固态刚管调制器，但由于脉冲变压器漏感及分布电容的引入使得输出波形前、后沿受限，但相对于直接耦合型全固态刚管调制器，采用变压器耦合避开了大量IGBT 串、并联所带来的均压、均流以及信号同步等问题，同时降低了IGBT 损坏的风险，有利于系统的稳定性及可靠性［14-15］. 本文重点开展了高变比脉冲变压器耦合全固态刚管调制器的研究，对此调制器的设计原理、拓扑结构进行了分析研究.

1 系统设计

脉冲变压器耦合固态刚管调制器由开关电源、储能电容、IGBT、脉冲变压器及控保系统组成，如图1 所示.

图1 脉冲变压器耦合固态刚管调制器原理图Fig.1 Schematic diagram of solid-state hard-tube modulator coupled with transformer

其工作原理:开关电源对储能电容充电至控制系统设定值，IGBT 触发导通，储能电容经过脉冲变压器升压后作用于负载上，输出高压脉冲的脉宽、工作频率、工作时间均在控制系统上预先设定. 基于脉冲变压器耦合固态刚管调制器的技术指标如表1 所示.

表1 调制器主要指标Tab.1 Primary parameters of modulator

1.1 高变比脉冲变压器

由于分布电容、漏感等杂散参数的存在，高压脉冲经过脉冲变压器升压后其输出波形前沿、后沿、过冲及顶降将会恶化，因此脉冲变压器设计时，在考虑降低脉冲变压器原边工作电压的同时需要对脉冲变压器的漏感、分布电容和变比进行优化设计.图2(a)为IEEE 标准给出的脉冲变压器等效电路图，其中C1、C2和C12分别为初级分布电容、次级分布电容和初、次级间分布电容，Lσ1、Lσ2分别为初级漏感、次级漏感，Rcu1、Rcu2分别为初级电阻、次级电阻，Rm、Lm分别为等效涡流电阻、励磁电感，n 表示脉冲变压器变比［1］.

在脉冲上升期间，脉冲电压、电流变化迅速，等效频率较高，因此在分析前沿时可以忽略励磁电感、等效涡流电阻的影响.为了便于分析忽略初、次级电阻的影响，同时将脉冲变压器等效到初级，如图2(b)所示.高压脉冲经过脉冲变压器后输出波形前沿由上冲特征系数δ 和上升时间系数T0.9共同决定［16］:

式中:τr表示输出脉冲前沿;

Lp、Cp分别表示等效到初级侧后脉冲变压器的漏感、分布电容;

R'load表示负载电阻折算到初级侧的阻值.

图2 脉冲变压器IEEE 等价电路图及前沿等价电路图Fig.2 IEEE standardized equivalent circuit of a pulse transformer and simplified equivalent circuit during the leading edge

对于上冲特征系数δ，存在3 种情况:当δ ＜1时，可输出快前沿脉冲，但存在过冲，在实际应用中为了保护管子，一般对过冲都提出了严格要求;当δ ＞1 时，输出脉冲无过冲，但前沿较大，实际应用中降低了系统的效率;当δ =1 时，为临界状态，此时脉冲无过冲，且前沿介于两者之间. 当输出波形有前冲时，其前冲最大幅值Δ 由式(3)给出［1］:

根据式(1)和式(2)可得折算到次级侧后分布电容Cs、漏感Ls与过冲特征系数δ、上升时间系数T0.9的关系:

式中:Rload表示次级侧负载电阻.

初级侧分布电容折算到次级时需要除以n2，因此对于高变比脉冲变压器，可以忽略初级侧所引入的分布电容，主要考虑脉冲变压器次级分布电容以及负载分布电容;反之，电感在由初级折算到次级时则乘以n2，因此脉冲变压器次级侧所引入的电感可忽略不计，主要考虑脉冲变压器漏感以及初级侧引线电感.考虑初级侧引线电感、负载分布电容时，式(4)和式(5)可进一步表示为

式中:Cload、Lgen分别表示负载分布电容、引线电感.根据应用需求考虑1%的纹波，由式(3)可计算得出对应的δ=0.8、T0.9=2.99，进一步根据式(6)、式(7)可得

为了降低初级电压，同时考虑到分布电容、漏感的需求，通过理论分析、模拟仿真、实验验证的反复迭代，最终确定脉冲变压器变比取70.

1.2 IGBT 及控保系统

根据设计指标及确定的脉冲变压器变比n =70，计算可知脉冲变压器初级工作电压为1 kV、工作电流为3.5 kA，采用单个英飞凌FZ3600R17HP4_B2 IGBT 模块即可满足系统的需求，从而避开了固态开关串、并联带来的稳定性、可靠性问题，同时减少了开关串、并联所引入的均压、均流电路，模块输入、输出采用光纤信号通信，从而提高了系统的抗干扰能力.由于整个放电回路和IGBT 模块自身寄生参数的影响，放电过程中的电流突变会在IGBT 模块C 极和E 极之间产生较高的尖峰电压，击穿IGBT，为此采用RCD 吸收电路保护IGBT 模块，其基本原理是IGBT 模块开通和关断过程中，能量通过二极管存储到电容器中，IGBT 不工作时，将能量消耗在电阻中. 根据实际电路仿真，电容器采用6 只CDE 940C16W1P5K-F 并联，总容量为9 μF;电阻采用80 只100 Ω、5 W 金属膜电阻，每20 只并联后作为一个电阻单元，再两并两串联;二极管采用4 只DSEI 2 ×101，两并两串联达到电流和耐压的要求.

调制器的保护主要有过流、过压及过温保护，过流故障利用传感器进行监测，可在10 μs 内完成以保护调制器及IGBT 开关.

1.3 充电系统

随着脉冲调制器小型化需求的发展，人们对充电电源的小型化、轻量化的需求也在增长，而高频直流充电电源通过提高谐振频率有效地减小了电源的体积，因此相对于工频电源具有小型化、轻量化等优点而得到了越来越多的关注.根据系统指标对于电源的功率需求为35 kW，考虑到系统效率以及为后续调制器工作能力的提升，课题组实际设计研制的开关电源峰值功率为50 kW.开关电源输出电压可在1 kV 以内任意设置，这样有利于测试时大范围调节输出电压. 图3 给出电源实物图，整体尺寸为600 mm×432 mm×311 mm，电源整体质量约为100 kg.

图3 电源实物Fig.3 Photo of switch supply power

2 实验与仿真

系统设计过程中，使用PSpice 对调制器进行了建模与仿真，主要分析其分布参数对输出波形前、后沿及顶降的影响，并根据仿真结果进行了优化设计.最终的实测波形表明，高变比脉冲变压器耦合固态刚管调制器输出的电压、电流波形完全符合设计要求，图4(a)给出了实测电压波形，与图4(b)所示的仿真结果基本吻合.

系统调试完毕后，使用大功率假负载进行了满功率测试，其测试条件为工作电压70 kV、负载阻抗1.4 kΩ、重复频率100 Hz，调制器在0.5 h 连续开机条件下工作稳定，图5 给出了重频工作时脉冲变压器初级电流，以及负载上电压输出波形图. 由图5 可知，其输出波形在连续工作时具有很好的稳定性.

图6 给出了调制器实物图，其整体尺寸为947 mm×1 127 mm×1 350 mm.

图4 调制器输出电压波形Fig.4 Test waveforms of modulator's output voltage

图5 100 Hz 工作时电压、电流波形Fig.5 Load voltage and primary current at 100 Hz

图6 调制器实物图Fig.6 Photo of modulator

3 结 论

本文中首先介绍了全固态调制器的各个组成部分，重点分析了高变比脉冲变压器分布参数对固态调制器输出波形质量的影响，在此基础上设计研制了一台脉冲变压器变比为1∶70 的高压脉冲固态调制器，调制器整体尺寸为947 mm ×1 127 mm ×1 350 mm.实验研究表明固态调制器在工作电压70 kV、负载阻抗1.4 kΩ、脉冲宽度100 μs 条件下实现输出脉冲前沿2.8 μs、脉冲后沿2 μs，同时可实现在100 Hz 条件下长时间稳定运行.

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